Умзч ст з мікроконтролерною системою управління. Умзч вв з мікроконтролерною системою управління Схемотехніка вмзч високої вірності схеми

УМЗЧ ВВС-2011 версія Ultimate

УМЗЧ ВВС-2011 версія Ultimate автор схеми Віктор Жуковський м. Красноармійськ

Технічні характеристики підсилювача:
1. Велика потужність: 150 Вт / 8 Ом,
2. Висока лінійність - 0,000.2 ... 0,000.3% при 20 кГц 100 Вт / 4 Ома,
Повний набір сервісних вузлів:
1. Підтримання нульової постійної напруги,
2. Компенсатора опору проводів АС,
3. Токовий захист,
4. Захист від постійної напруги на виході,
5. Плавний старт.

УМЗЧ ВВС2011 схема

Розведенням друкованих плат займався учасник багатьох популярних проектів LepekhinV (Володимир Лепехін). Вийшло дуже непогано).

УМЗЧ-ВВС2011 плата

Плата підсилювача УНЧ ВПС-2011була розроблена під тунельний продув (паралельно радіатору). Монтаж транзисторів УН (підсилювача напруги) та ВК (вихідного каскаду) дещо утруднений, т.к. монтаж/демонтаж доводиться проводити викруткою через отвори в ПП діаметром близько 6 мм. Коли доступ відкритий, проекція транзисторів не підпадає під ПП, значно зручніше. Довелося плату трохи доопрацювати.

У нових ПП не врахував один момент- це зручність налаштування захисту на платі підсилювача:

С25 0.1n, R42* 820 Ом та R41 1k всі елементи смд і знаходяться з боку паяння, що дуже не зручно при налаштуванні, т.к. треба буде кілька разів відкручувати та прикручувати болтики кріплення ПП на стійках та транзисторів до радіаторів. Пропозиція, запрошення, речення: R42* 820 складається з двох резисторів смд розташованих паралельно, від сюди пропозиція: один резистор смд запаюємо відразу, інший вивідний резистор навісом паяємо до VT10 один висновок до бази, інший до емітера, підбираємо до відповідного. Підібрали, міняємо вивідний на смд, для наочності:

УМЗЧ ВВ-2010 – нова розробка із широко відомої лінійки підсилювачів УМЗЧ BB (високої вірності). На низку використаних технічних рішень вплинули роботи Агєєва.

Технічні характеристики:

Коефіцієнт гармонік частоті 20000 Гц: 0,001% (150 Вт/8 Ом)

Смуга частот малого сигналу за рівнем -3 дБ: 0 – 800 000 Гц

Швидкість наростання вихідної напруги: 100 В/мкс

Відношення сигнал/шум та сигнал/фон: 120 дБ

Електрична схема ВПС-2010

Завдяки застосуванню ОУ, що працює в полегшеному режимі, а також використанню підсилювача напруги тільки каскадів з OK і ПРО, охоплених глибокими місцевими ООС, УМЗЧ BB відрізняється високою лінійністю ще до охоплення загальної ООС. У самому першому підсилювачі високої вірності ще в 1985 році були застосовані рішення, що до тих пір використовувалися тільки у вимірювальній техніці: режими постійного струму підтримує окремий сервісний вузол, для зниження рівня інтерфейсних спотворень охоплено загальним зворотним негативним зв'язком перехідний опір контактної групи реле комутації АС а спеціальний вузол ефективно компенсує вплив цих спотворення опору кабелів АС. Традиція збереглася і в УМЗЧ ВВ-2010, натомість загальна ООС охоплює і опір вихідного ФНЧ.

В абсолютній більшості конструкцій інших УМЗЧ, як професійних, так і аматорських, багато цих рішень відсутні досі. Водночас високі технічні характеристики та аудіофільські переваги УМЗЧ BB досягнуті простими схемотехнічними рішеннями та мінімумом активних елементів. По суті, це порівняно нескладний підсилювач: один канал не кваплячись можна зібрати за пару днів, а налаштування полягає лише в установці необхідного струму спокою вихідних транзисторів. Спеціально для радіоаматорів-початківців розроблено методику повузлової, покаскадної перевірки працездатності та налагодження, користуючись якою можна гарантовано локалізувати місця можливих помилок і запобігти їх можливим наслідкам ще до повного складання УМЗЧ. На всі можливі питання щодо цього чи подібних підсилювачів є докладні пояснення як на паперових носіях, так і в Інтернеті.

На вході підсилювача передбачений ФВЧ R1C1 із частотою зрізу 1,6 Гц, рис.1. Але ефективність роботи пристрою стабілізації режимів дозволяє підсилювачу працювати з вхідним сигналом, що містить до 400 мВ напруги постійної складової. Тому С1 виключений, що реалізує споконвічну аудіофільську мрію про тракт без конденсаторів і помітно покращує звучання підсилювача.

Ємність конденсатора С2 вхідного ФНЧ R2C2 обрана так, щоб частота зрізу вхідного ФНЧ з урахуванням вихідного опору підсилювача 500 Ом -1 ком знаходилася в межах від 120 до 200 кГц. На вхід ОУ DA1 винесено ланцюг частотної корекції R3R5C3, що обмежує смугу гармонік, що відпрацьовуються, і перешкод, що надходять по ланцюгу ООС з боку виходу УМЗЧ, смугою 215 кГц за рівнем -3 дБ і підвищує стійкість підсилювача. Цей ланцюг дозволяє зменшити різницевий сигнал вище за частоту зрізу ланцюга і тим самим виключити марне перевантаження підсилювача напруги сигналами високочастотних наведень, перешкод і гармонік, усуваючи можливість виникнення динамічних інтермодуляційних спотворень (TIM; DIM).

Далі сигнал надходить на вхід малошумного операційного підсилювача з польовими транзисторами на вході DA1. Багато «претензій» до УМЗЧ BB пред'являються опонентами з приводу застосування на вході ОУ, що нібито погіршує якість звучання і звуку, що «краде віртуальну глибину». У зв'язку з цим необхідно звернути увагу на деякі цілком очевидні особливості роботи ОУ в УМЗЧ ВР.

Операційні підсилювачі попередніх підсилювачів, післяЦАПові ОУ змушені розвивати кілька вольт вихідної напруги. Оскільки коефіцієнт посилення ОУ невеликий і становить від 500 до 2000 разів на 20 кГц, це вказує на їх роботу з відносно великою напругою різницевого сигналу - від кількох сотень мікровольт на НЧ до кількох мілівольт на 20 кГц і високу ймовірність внесення вхідним каскадом ОУ інтермодуляційних. Вихідна напруга цих ОУ дорівнює вихідному напрузі останнього каскаду посилення напруги, виконаного зазвичай за схемою з ОЕ. Вихідна напруга в кілька вольт говорить про роботу цього каскаду з досить великими вхідними і вихідними напругами, і як наслідок - внесення їм спотворень у сигнал, що посилюється. ОУ навантажений на опір паралельно включених ланцюга ООС і навантаження, що становить іноді кілька кілоом, що вимагає від вихідного підсилювача повторювача вихідного струму до декількох міліампер. Тому зміни струму вихідного повторювача ІМС, вихідні каскади якої споживають струм не більше 2 мА, досить значні, що також вказує на внесення ними спотворень посилюється сигнал. Бачимо, що вхідний каскад, каскад посилення напруги та вихідний каскад ОУ можуть вносити спотворення.

А ось схемотехніка підсилювача високої вірності завдяки високому посиленню та вхідному опору транзисторної частини підсилювача напруги забезпечує дуже щадні умови роботи ОУ DA1. Судіть самі. Навіть у розвинутому номінальну вихідну напругу 50 В УМЗЧ вхідний диференціальний каскад ОУ працює з різницевими сигналами напругою від 12 мкВ на частотах 500 Гц до 500 мкВ на частоті 20 кГц. Співвідношення високої вхідної перевантажувальної здатності дифкаскаду, виконаного на польових транзисторах, та мізерної напруги різницевого сигналу забезпечує високу лінійність посилення сигналу. Вихідна напруга ОУ вбирається у 300 мВ. що говорить про малу вхідну напругу каскаду посилення напруги із загальним емітером зі складу операційного підсилювача - до 60 мкВ - і лінійний режим його роботи. Вихідний каскад ОУ віддає навантаження близько 100 кОм із боку бази VT2 змінний струм трохи більше 3 мкА. Отже, вихідний каскад ОУ теж працює у гранично полегшеному режимі, практично на холостому ході. На реальному музичному сигналі напруги і струми більшу частину часу значно менше наведених значень.

З порівняння напруг різницевого та вихідного сигналів, а також струму навантаження видно, що в цілому операційний підсилювач в УМЗЧ BB працює в сотні разів легшому, а, отже, і лінійному режимі, ніж режим ОУ підсилювачів та післяЦАПових ОУ CD-програвачів, що служать джерелами сигналу для УМЗЧ з будь-якою глибиною ООС, а також зовсім без неї. Отже, той самий ОУ вноситиме у складі УМЗЧ BB набагато менші спотворення, ніж у одиночному включенні.

Зрідка зустрічається думка, що спотворення, що вносяться каскадом, неоднозначно залежать від напруги вхідного сигналу. Це помилка. Залежність прояви нелінійності каскаду від напруги вхідного сигналу може підпорядковуватися тому чи іншому закону, але завжди однозначна: збільшення цієї напруги будь-коли призводить до зменшення внесених спотворень, лише збільшення.

Відомо, що рівень продуктів спотворень, що припадає на цю частоту, знижується пропорційно до глибини негативного зворотного зв'язку для цієї частоти. Коефіцієнт посилення холостого ходу, до охоплення підсилювача ООС, на низьких частотах через небагато вхідного сигналу виміряти неможливо. Згідно з розрахунками, посилення холостого ходу, що розвивається до охоплення ООС, дозволяє досягти глибини ООС 104 дБ на частотах до 500 Гц. Вимірювання частот, починаючи з 10 кГц, показують, що глибина ООС на частоті 10 кГц досягає 80 дБ, на частоті 20 кГц - 72 дБ, на частоті 50 кГц - 62 дБ і 40 дБ - на частоті 200 кГц. На рис.2 показані амплітудно-частотні характеристики УМЗЧ ВВ-2010 і, для порівняння, подібного до складності.

Високе посилення до охоплення ООС – основна особливість схемотехніки підсилювачів ВР. Оскільки метою всіх схемотехнічних хитрощів є досягнення високої лінійності та великого посилення для ведення глибокої ООС у максимально широкій смузі частот, це означає, що подібними структурами вичерпуються схемотехнічні методи вдосконалення параметрів підсилювачів. Подальше зниження спотворень може бути забезпечене лише конструктивними заходами, спрямованими на зменшення наведень гармонік вихідного каскаду на вхідні ланцюги, особливо - на ланцюг входу, що інвертує, посилення від якої максимально.

Ще одна особливість схемотехніки УМЗЧ BB полягає у струмовому керуванні вихідним каскадом підсилювача напруги. Вхідний ОУ управляє каскадом перетворення напруга-струм, виконаним з OK і ПРО, а отриманий струм віднімається від струму спокою каскаду, виконаного за схемою з ПРО.

Застосування лінеаризуючого резистора R17 опором 1 кОм в диференціальному каскаді VT1, VT2 на транзисторах різної структури з послідовним живленням підвищує лінійність перетворення вихідної напруги ОУ DA1 струм колектора V02 створенням місцевої ООС глибиною. Це можна бачити з порівняння суми власних опорів емітерів VT1, VT2 - приблизно по 5 Ом - з опором R17 або суми теплових напруг VT1, VT2 - близько 50 мВ - з падінням напруги на опорі R17, що становить 5,2 - 5,6 В .

У побудованих по схемотехніці підсилювачів спостерігається різкий, 40 дБ на декаду частоти, спад посилення понад частоти 13 ... 16 кГц. Сигнал помилки, що є продуктами спотворень, на частотах вище 20 кГц на два-три порядки менше корисного звукового сигналу. Це дає можливість конвертувати надлишкову цих частотах лінійність дифкаскаду VT1, VT2 на підвищення коефіцієнта посилення транзисторної частини УН. Зважаючи на незначні зміни струму дифкаскаду VT1, VT2 при посиленні слабких сигналів, його лінійність зі зменшенням глибини місцевої ООС істотно не погіршується, а ось робота ОУ DA1, від режиму роботи якого на цих частотах залежить лінійність всього підсилювача, запас посилення полегшить, оскільки всі напруги, визначальні внесені операційним підсилювачем спотворення, починаючи від різницевого сигналу до вихідного, зменшуються пропорційно виграшу посилення на цій частоті.

Ланцюги корекції на випередження по фазі R18C13 і R19C16 оптимізувалися в симуляторі з метою зменшити напругу різної напруги ОУ до частот в кілька мегагерц. Вдалося підвищити посилення УМЗЧ ВВ-2010 порівняно з УМЗЧ ВВ-2008 на частотах близько кількох сотень кілогерц. Виграш у посиленні становив 4 дБ на частоті 200 кГц, 6 -на 300 кГц, 8,6 - на 500 кГц, 10,5 дБ - на 800 кГц, 11 дБ - на 1 МГц та від 10 до 12 дБ - на частотах 2 МГц. Це видно з результатів симуляції, рис.3, де нижня крива відноситься до АЧХ ланцюга корекції на випередження УМЗЧ ВВ-2008, а верхня -УМЗЧ ВВ-2010.

VD7 захищає емітерний перехід VT1 від зворотної напруги, що виникає внаслідок протікання струмів перезарядки С13, С16 в режимі обмеження вихідного сигналу УМЗЧ по напрузі і граничних напругах, що виникають при цьому, з високою швидкістю зміни на виході ОУ DA1.

Вихідний каскад підсилювача напруги виконаний на транзисторі VT3, включеному за схемою із загальною базою, що унеможливлює проникнення сигналу з вихідних ланцюгів каскаду у вхідні та підвищує його стійкість. Каскад з ПРО, навантажений на генератор струму на транзисторі VT5 та вхідний опір вихідного каскаду, розвиває високе стійке посилення – до 13.000…15.000 разів. Вибір опору резистора R24 вдвічі меншим за опір резистора R26 гарантує рівність струмів спокою VT1, VT2 і VT3, VT5. R24, R26 забезпечують місцеві ООС, що зменшують дію ефекту Ерлі - зміна п21е залежно від колекторної напруги та підвищують вихідну лінійність підсилювача на 40 дБ та 46 дБ відповідно. Живлення УН окремою напругою, за модулем на 15 В вище напруги вихідних каскадів, дозволяє усунути ефект квазінасичення транзисторів VT3, VT5, що проявляється в зменшенні п21е при зниженні напруги колектор-база нижче 7 В.

Трикаскадний вихідний повторювач зібраний на біполярних транзисторах та особливих коментарів не вимагає. Не намагайтеся боротися з ентропією, заощаджуючи на струмі спокою вихідні транзистори. Він повинен бути менше 250 мА; в авторському варіанті – 320 мА.

До спрацювання реле включення AC К1 підсилювач охоплений ООС1, реалізованої включенням дільника R6R4. Точність дотримання опору R6 і узгодженість цих опорів у різних каналах не істотна, але для збереження стійкості підсилювача важливо, щоб опір R6 не був набагато нижчим від суми опорів R8 і R70. Спрацьовуванням реле К1 ООС1 відключається і в роботу вступає ланцюг ООС2, утворена R8R70C44 і R4, і що охоплює контактну групу К1.1, де R70C44 виключає вихідний ФНЧ R71L1 R72C47 ланцюга ТОВС на частотах вище 33 кГц. Частотнозависимая ООС R7C10 формує спад АЧХ УМЗЧ до вихідного ФНЧ на частоті 800 кГц за рівнем -3 дБ і забезпечує запас глибиною ООС вище цієї частоти. Спад АЧХ на клемах AC вище за частоту 280 кГц за рівнем -3 дБ забезпечений спільною дією R7C10 і вихідного ФНЧ R71L1 -R72C47.

Резонансні властивості гучномовців призводять до випромінювання дифузором загасаючих звукових коливань, призвуків після імпульсного впливу та генерації власної напруги при перетині витками котушки гучномовця ліній магнітного поля в зазорі магнітної системи. Коефіцієнт демпфування показує, наскільки велика амплітуда коливань дифузора і як швидко вони згасають при навантаженні AC як генератора на повний опір з боку УМЗЧ. Цей коефіцієнт дорівнює відношенню опору AC сумі вихідного опору УМЗЧ, перехідного опору контактної групи реле комутації АС, опору намотаної зазвичай проводом недостатнього діаметра котушки індуктивності вихідного ФНЧ, перехідного опору затискачів кабелів AC і опору власне кабелів АС.

Крім того, повний опір акустичних систем є нелінійним. Перебіг спотворених струмів по проводах кабелів AC створює падіння напруги з великою часткою нелінійних спотворень, що також віднімається з неспотвореної вихідної напруги підсилювача. Тому сигнал на затискачі AC спотворений набагато більше, ніж на виході УМЗЧ. Це звані інтерфейсні спотворення.

Для зменшення цих спотворень застосовано компенсацію всіх складових повного вихідного опору підсилювача. Власний вихідний опір УМЗЧ разом з перехідним опором контактів реле і опором проводу котушки індуктивності вихідного ФНЧ зменшено дією загальної глибокої ООС, взятої з правого виведення L1. Крім того, підключенням правого виведення R70 до гарячої клеми AC можна легко організувати компенсацію перехідного опору затиску кабелю AC і опору одного з проводів АС, не побоюючись генерації УМЗЧ через фазові зсуви в охоплених ООС проводах.

Вузол компенсації опору проводів AC виконаний у вигляді підсилювача, що інвертує, з Ky = -2 на ОУ DA2, R10, С4, R11 і R9. Вхідною напругою для цього підсилювача є падіння напруги на «холодному» («земляному») дроті АС. Оскільки його опір дорівнює опору гарячого проводу кабелю АС, для компенсації опору обох проводів достатньо подвоїти напругу на холодному проводі, інвертувати його і через резистор R9 з опором, рівним сумі опорів R8 і R70 ланцюга ООС, подати на вхід, що інвертує ОУ . Тоді вихідна напруга УМЗЧ збільшиться на суму падінь напруги на проводах АС, що рівносильно усуненню впливу їх опору на коефіцієнт демпфування та рівень інтерфейсних спотворень на затискачах АС. Компенсація падіння на опорі проводів AC нелінійної складової протиЕРС гучномовців особливо потрібна на нижніх частотах звукового діапазону. Напруга сигналу на ВЧ-гучномовці обмежується підключеними послідовно з ним резистором і конденсатором. Їх комплексне опір набагато більше опору проводів кабелю АС, тому компенсація цього опору на ВЧ позбавлена ​​сенсу. Тому інтегруючий ланцюг R11C4 обмежує смугу робочих частот компенсатора значенням 22 кГц.

Особливо слід зауважити: опір гарячого проводу кабелю AC може компенсуватися шляхом охоплення його загальної ООС підключенням правого виведення R70 спеціальним проводом до гарячої клеми АС. У цьому випадку знадобиться компенсація опору «холодного» дроту AC і коефіцієнт посилення компенсатора опору проводів необхідно зменшити до значення Ку=-1 вибором опору резистора R10 рівним опору резистора R11.

Вузол струмового захисту запобігає пошкодженню вихідних транзисторів при коротких замикання навантаження. Датчиком струму служать резистори R53 – R56 і R57 – R60, чого цілком достатньо. Протікання через ці резистори вихідного струму підсилювача створює падіння напруги, що прикладається до дільника R41R42. Напруга зі значенням більше порогового відкриває транзистор VT10, яке колекторний струм відкриває VT8 тригерного осередку VT8VT9. Цей осередок перетворюється на стійкий стан з відкритими транзисторами і шунтує ланцюг HL1VD8, зменшуючи струм через стабілітрон до нуля і замикаючи VT3. Розрядка С21 невеликим струмом бази VT3 може зайняти кілька мілісекунд. Після спрацьовування тригерного осередку напруга на нижній обкладці С23, зарядженого напругою на світлодіоді HL1 до 1,6 В, підвищується з рівня -7,2 від позитивної шини живлення УН до рівня -1,2 B1 напруга на верхній обкладці цього конденсатора також підвищується на 5 Ст С21 швидко розряджається через резистор R30 на С23, транзистор VT3 замикається. Тим часом відкривається VT6 через R33, R36 відкриває VT7. VT7 шунтує стабілітрон VD9, розряджає через R31 конденсатор С22 і замикає транзистор VT5. Не отримуючи напруги усунення, транзистори вихідного каскаду також замикаються.

Відновлення вихідного стану тригера та включення УМЗЧ здійснюється натисканням на кнопку SA1 «Скинути захист». С27 заряджається струмом колектора VT9 і шунтує ланцюг бази VT8, замикаючи тригерну комірку. Якщо до цього моменту аварійна ситуація усунена і VT10 замкнений, осередок переходить у стан із стійко закритими транзисторами. Закриваються VT6, VT7, на бази VT3, VT5 подається опорна напруга та підсилювач входить у робочий режим. Якщо коротке замикання у навантаженні УМЗЧ продовжується, захист спрацьовує знову, навіть якщо конденсатор С27 підключений SA1. Захист працює настільки ефективно, що під час робіт з налаштування корекції підсилювач кілька разів знеструмлювався для дрібних перепайок, дотиком до входу, що не інвертує. Виникаюче самозбудження призводило до збільшення струму вихідних транзисторів, а захист відключав підсилювач. Хоча не можна пропонувати цей грубий метод як правило, але завдяки струмовому захисту він не завдав шкоди вихідним транзисторам.

Робота компенсатора опору кабелів АС

Ефективність роботи компенсатора УМЗЧ ВВ-2008 перевірялася старим аудіофільським методом, на слух, комутацією входу компенсатора між дротом, що компенсує, і загальним проводом підсилювача. Поліпшення звуку було явно помітним, та й майбутньому господареві не терпілося отримати підсилювач, тому вимірювань впливу компенсатора не проводилося. Переваги схеми з «кабелечисткою» були настільки очевидними, що конфігурація «компенсатор+інтегратор» була прийнята як стандартний вузол для встановлення у всіх підсилювачах, що розробляються.

Дивно, скільки зайвих суперечок навколо корисності/непотрібності компенсації опору кабелів розгорілося в Інтернеті. Як водиться, особливо наполягали на прослуховуванні нелінійного сигналу ті, кому гранично проста схема кабелечистки здавалася складною та незрозумілою, витрати на неї – непомірними, а установка – трудомісткою. Висловлювалися навіть пропозиції, що, коли вже витрачається стільки коштів на сам підсилювач, то гріх економити на святому, а треба піти найкращим, гламурним шляхом, яким ходить все цивілізоване людство і … придбати нормальні, людські наддорогі кабелі з дорогоцінних металів. На мій великий подив, масла у вогонь підлили заяви вельми шанованих фахівців про непотрібність вузла компенсації в домашніх умовах, у тому числі тих фахівців, які у своїх підсилювачах цей вузол успішно застосовують. Дуже прикро, що багато колег-радіоаматорів з недовірою поставилися до повідомлень про підвищення якості звучання на НЧ та СЧ з включенням компенсатора, щосили уникали цього простого шляху поліпшення роботи УМЗЧ, чим обікрали самі себе.

Для документалізації істини було здійснено невелике дослідження. Від генератора ГЗ-118 на УМЗЧ ВВ-2010 було подано ряд частот у районі резонансної частоти АС, напруга контролювалася осцилографом С1-117, а Kr на клемах AC вимірювався ІНІ С6-8, рис.4. Перевірка ефективності опору проводів Резистор R1 встановлений, щоб уникнути наведень на вхід компенсатора під час перемикання його між контрольним та загальним проводом. В експерименті використовувалися поширені та загальнодоступні кабелі AC довжиною 3 м та перетином жили 6 кв. мм, а також акустична система GIGA FS Il з діапазоном частот 25-22000 Гц, номінальним опором 8 Ом та номінальною потужністю 90 Вт фірми Acoustic Kingdom.

На жаль, схемотехніка підсилювачів сигналу гармонік із складу С6-8 передбачає застосування оксидних конденсаторів високої ємності у ланцюгах ООС. Це призводить до впливу низькочастотних шумів цих конденсаторів на роздільну здатність приладу на низьких частотах, внаслідок чого його роздільна здатність на НЧ погіршується. При вимірюванні Kr сигналу частотою 25 Гц від ГЗ-118 безпосередньо С6-8 показання приладу танцюють навколо значення 0,02%. Обійти це обмеження за допомогою режекторного фільтра генератора ГЗ-118 у випадку з вимірюванням ефективності компенсатора неможливо, т.к. ряд дискретних значень частот налаштування 2Т-філь-тра обмежений на НЧ значеннями 20, 60, 120, 200 Гц і не дозволяє вимірювати Kr на частотах, що нас цікавлять. Тому, скріпивши серце, рівень 0,02% був прийнятий як нульовий, еталонний.

На частоті 20 Гц при напрузі на клемах AC 3 В ампл., Що відповідає вихідний потужності 0,56 Вт на навантаженні 8 Ом, Kr склав 0,02% з включеним компенсатором і 0,06% після його відключення. При напрузі 10 В ампл, що відповідає вихідний потужності 6,25 Вт, значення Kr 0,02% і 0,08% відповідно, при напрузі 20 В ампл і потужності 25 Вт - 0,016% і 0,11%, а при напрузі 30 В ампл і потужності 56 Вт - 0,02% та 0,13%.

Знаючи полегшене ставлення виробників імпортної апаратури до значень написів, що стосуються потужності, а також пам'ятаючи чудове, після прийняття західних стандартів, перетворення акустичної системи з потужністю низькочастотного гучномовця 30 Вт, довготривала потужність більше 56 Вт на AC не подавалася.

На частоті 25 Гц при потужності 25 Вт Kr становив 0,02% і 0,12% з включеним/вимкненим вузлом компенсації, а при потужності 56 Вт - 0,02% та 0,15%.

Заодно було перевірено необхідність та ефективність охоплення вихідного ФНЧ загальної ООС. На частоті 25 Гц при потужності 56 Вт і послідовно включеному в один з проводів кабелю AC вихідного RL-RC ФНЧ, подібного встановленому в надлінійному УМЗЧ, Kr з вимкненим компенсатором досягає 0,18%. На частоті 30 Гц при потужності 56 Вт Kr 0,02% і 0,06% з увімкненим/вимкненим вузлом компенсації. На частоті 35 Гц при потужності 56 Вт Kr 0,02% і 0,04% з увімкненим/вимкненим вузлом компенсації. На частотах 40 і 90 Гц при потужності 56 Вт Kr 0,02% і 0,04% з включеним/вимкненим вузлом компенсації, а на частоті 60 Гц -0,02% та 0,06%.

Висновки очевидні. Спостерігається наявність нелінійних спотворень сигналу на клемах АС. Виразно фіксується погіршення лінійності сигналу на клемах AC з включенням її через некомпенсований, не охоплений ООС опір ФНЧ, що містить 70 см порівняно тонкого дроту. Залежність рівня спотворень від потужності, що підводиться до AC, дозволяє припустити, що він залежить від співвідношення потужності сигналу і номінальної потужності НЧ-гучномовців АС. Спотворення найбільш яскраво виражені на частотах поблизу резонансної. Генерована динаміками у відповідь на вплив звукового сигналу протиЕРС шунтується сумою вихідного опору УМЗЧ та опору проводів кабелю АС, тому рівень спотворень на клемах AC прямо залежить від опору цих проводів та вихідного опору підсилювача.

Дифузор погано демпфованого низькочастотного гучномовця сам по собі випромінює призвуки, і, крім того, цей гучномовець генерує широкий хвіст продуктів нелінійних та інтермодуляційних спотворень, які відтворює середньочастотний гучномовець. Цим пояснюється погіршення звучання на середніх частотах.

Незважаючи на прийняте внаслідок неідеальності ІНІ допущення нульового рівня Kr 0,02%, вплив компенсатора опору кабелів на спотворення сигала на AC відзначається виразно і однозначно. Можна констатувати повну відповідність висновків, зроблених після прослуховування роботи вузла компенсації на музичному сигналі та результатів інструментальних вимірювань.

Поліпшення, явно чутне при включенні кабелечистки, може бути пояснено тим, що зі зникненням спотворень на клемах AC середньочастотний гучномовець припиняє відтворювати весь цей бруд. Мабуть, тому, рахунок зменшення чи виключення відтворення спотворень середньочастотним гучномовцем двухкабельная схема включення АС, т.зв. «бівайринг», коли НЧ та СЧ-ВЧ ланки підключаються різними кабелями, має перевагу у звуку порівняно з однокабельною схемою. Втім, оскільки у двокабельній схемі спотворений сигнал на клемах НЧ-секції AC нікуди не зникає, ця схема програє варіанту з компесатором за коефіцієнтом демпування вільних коливань дифузора низькочастотного гучномовця.

Фізику не обдуриш, і для пристойного звучання недостатньо отримати блискучі показники на виході підсилювача при активному навантаженні, але необхідно не втратити лінійність після доставки сигналу на клеми АС. У складі хорошого підсилювача необхідний компенсатор, виконаний за тією чи іншою схемою.

Інтегратор

Також було перевірено ефективність та можливості зменшення похибки інтегратора на DA3. В УМЗЧ BB з ОУ TL071 вихідна постійна напруга знаходиться в межах 6 ... 9 мВ і зменшити цю напругу включенням додаткового резистора в ланцюг входу, що не інвертує, не вдалося.

Дія низькочастотних шумів, характерних для ОУ з ПТ-входом, внаслідок охоплення глибокої ООС через частотно-висимий ланцюг R16R13C5C6 проявляється у вигляді нестабільності вихідної напруги величиною в кілька мілівольт, або -60 дБ щодо вихідної напруги при номінальній вихідній потужності, на частотах нижче 1 , що не відтворюються АС.

В інтернеті згадувалося про низький опір захисних діодів VD1 ... VD4, що, нібито, вносить похибку в роботу інтегратора через утворення дільника (R16 + R13) / R VD2 | VD4.. Для перевірки зворотного опору захисних діодів була зібрана схема рис. 6. Тут ОУ DA1, включений за схемою інвертуючого підсилювача, охоплений ООС через R2, його вихідна напруга пропорційно струму в ланцюгу діода VD2, що перевіряється, і захисного резистора R2 з коефіцієнтом 1 мВ/нА, а опору ланцюга R2VD2 - з коефіцієнтом . Щоб виключити вплив адитивних похибок ОУ - напруги зміщення та вхідного струму на результати вимірювання струму витоку діода, необхідно обчислити тільки різницю між власною напругою на виході ОУ, виміряним без діода, що перевіряється, і напругою на виході ОУ після його установки. Практично різниця вихідних напруг ОУ в кілька мілівольт дає значення зворотного опору діода порядку десяти - п'ятнадцяти гігаом при зворотній напрузі 15 В. Очевидно, що струм витоку не стане більше зі зменшенням напруги на діоді до рівня декількох мілівольт, характерного для напруги різної ОУ інтегратора і компенсатора .

А ось фотоефект, властивий діодам, поміщеним у скляний корпус, справді призводить до значної зміни вихідної напруги УМЗЧ. При освітленні їх лампою розжарювання 60 Вт з відстані 20 см постійна напруга на виході УМЗЧ зростала до 20 ... 30 мВ. Хоча навряд чи всередині корпусу підсилювача може спостерігатися подібний рівень освітленості, крапля фарби, нанесена на ці діоди, усунула залежність режимів УМЗЧ від освітленості. Згідно з результатами симуляції, спад АЧХ УМЗЧ не спостерігається навіть на частоті 1 мілігерц. Але зменшувати постійну часу R16R13C5C6 годі було. Фази змінної напруги на виходах інтегратора та компенсатора протилежні, і зі зменшенням ємності конденсаторів або опору резисторів інтегратора збільшення його вихідної напруги може погіршити компенсацію опору кабелів АС.

Порівняння звучання підсилювачів. Звучання зібраного підсилювача порівнювалося зі звучанням кількох зарубіжних підсилювачів промислового виробництва. Джерелом служив CD-програвач фірми «Кембридж Аудіо», для розгойдування та регулювання рівня звуку кінцевих УМЗЧ застосовувався попередній підсилювач «», у «Sugden А21а» та NAD С352 використовувалися штатні органи регулювання.

Першим перевірили легендарний, епатажний та біса дорогий англійський УМЗЧ «Sugden А21а», що працює в класі А з вихідною потужністю 25 Вт. Що примітно, у супровідній документації на всі англійці вважали за благо рівень нелінійних спотворень не вказувати. Мовляв, не в спотвореннях справа, а в духовності. «Sugden А21а>» програв УМЗЧ ВВ-2010 за порівнянною потужністю як за рівнем, так і за чіткістю, впевненістю, шляхетністю звучання на низьких частотах. Це й не дивно, враховуючи особливості його схемотехніки: лише двокаскадний квазісиметричний вихідний повторювач на транзисторах однієї структури, зібраний за схемотехнікою 70-х років минулого століття з відносно високим вихідним опором і включеним на виході електролітичним конденсатором, що ще більше збільшує повний вихідний опір - рішення саме собою погіршує звучання будь-яких підсилювачів на низьких і середніх частотах. На середніх і високих частотах УМЗЧ BB показав більш високу деталізацію, прозорість та відмінне опрацювання сцени, коли співаки, інструменти могли бути чітко локалізовані за звуком. До речі, про кореляцію об'єктивних даних вимірювань і суб'єктивних вражень від звучання: в одній з журнальних статей конкурентів Sugden-a його Kr визначався на рівні 0,03% на частоті 10 кГц.

Наступним був також англійський підсилювач NAD С352. Загальне враження було тим самим: яскраво виражений «відерний» звук англійця на НЧ не залишив йому жодних шансів, тоді як робота УМЗЧ BB була визнана бездоганною. На відміну від NADa, звучання якого асоціювалося із густим чагарником, шерстю, ватою, звучання ВВ-2010 на середніх та високих частотах дозволяло чітко розрізняти голоси виконавців у загальному хорі та інструментів в оркестрі. У роботі NAD С352 явно виражався ефект кращої чутності голосистішого виконавця, гучнішого інструменту. Як висловився сам господар підсилювача, у звуку УМЗЧ BB вокалісти не «закри-кивали» один одного, а скрипка не боролася в силі звуку з гітарою або трубою, але всі інструменти мирно і гармонійно «дружили» у загальному звуковому образі мелодії. На високих частотах УМЗЧ ВВ-2010, за словами аудіофілів, що образно мислять, звучить так, «ніби малює звук тонким-тонким пензликом». Ці ефекти можна віднести до різниці в інтермодуляційних спотвореннях підсилювачів.

Звучання УМЗЧ Rotel RB 981 було подібно до звучання NAD С352, за винятком кращої роботи на низьких частотах, все ж УМЗЧ ВВ-2010 в чіткості управління AC на низьких частотах, а також прозорості, делікатності звучання на середніх і високих частотах залишався.

Найцікавішим у плані розуміння способу мислення аудіофілів була загальна думка, що, незважаючи на перевагу над цими трьома УМЗЧ, вони привносять у звук «теплоту», чим роблять його приємнішим, а УМЗЧ BB працює рівно, «до звуку ставиться нейтрально».

Японський Dual CV1460 програв у звуку відразу після включення найочевиднішим для всіх чином, і витрачати час на його докладне прослуховування не стали. Його Kr був у межах 0,04…0,07% на малій потужності.

Основні враження від порівняння підсилювачів в основних рисах були повністю ідентичними: УМЗЧ BB випереджав їх у звуку беззастережно та однозначно. Тому подальші випробування було визнано зайвими. У результаті перемогла дружба, кожен отримав бажане: для теплого, задушевного звучання – Sugden, NAD та Rotel, а щоб почути записане на диск режисером – УМЗЧ ВВ-2010.

Особисто мені УМЗЧ високої вірності подобається легким, чистим, бездоганним, благородним звучанням, він граючи відтворює пасажі будь-якої складності. Як висловився мій знайомий, аудіофіл з великим стажем, звуки ударних установок на низьких частотах він відпрацьовує без варіантів, як прес, на середніх він звучить так, ніби його немає, а на високих він ніби малює звук тоненьким пензликом. Для мене ненапружуючий звук УМЗЧ BB асоціюється з легкістю роботи каскадів.

Підсилювач потужності звукової частоти (УМЗЧ) високої вірності (ВВ), розроблений 1989 року Миколою Суховим, вже з повним правом можна назвати легендарним. При його розробці був застосований професійний підхід, що ґрунтується на знаннях та досвіді в галузі аналогової схемотехніки. Як результат, параметри цього підсилювача виявилися настільки високими, що і сьогодні дана конструкція не втратила актуальності. У цій статті наводиться опис дещо вдосконаленої версії підсилювача. Удосконалення зводяться до використання нової елементної бази та застосування мікроконтролерної системи управління.

Підсилювач потужності (УМ) є невід'ємною частиною будь-якого звуковідтворювального комплексу. Доступно багато описів конструкції таких підсилювачів. Але в переважній більшості випадків, навіть за дуже хороших характеристик, спостерігається повна відсутність сервісних зручностей. Адже в даний час, коли набули широкого поширення мікроконтролери, створити досить досконалу систему управління не складає особливих труднощів. При цьому саморобний апарат за функціональною насиченістю може не поступатися найкращим фірмовим зразкам. Варіант УМЗЧ ВР із мікроконтролерною системою управління показаний на рис. 1:

Мал. 1. Зовнішній вигляд підсилювача.

Вихідна схема УМЗЧ ВР має достатні параметри для того, щоб підсилювач не був домінуючим джерелом нелінійності звуковідтворювального тракту у всьому діапазоні вихідних потужностей. Тому подальше поліпшення характеристик помітних переваг не дає.

Принаймні якість звучання різних фонограм відрізняється набагато більше, ніж якість звучання підсилювачів. На цю тему можна навести цитату з журналу Audio : « Існують очевидні на слух відмінності в таких категоріях, як акустичні системи, мікрофони, LP звукознімачі, кімнати для прослуховування, студійні приміщення, концертні зали і, особливо, конфігурації студій та обладнання для запису, що використовуються різними записуючими компаніями. Якщо ви хочете почути тонкі відмінності у звуковій сцені, порівняйте записи John Eargle на Delos із записами Jack Renner на Telarc, а не попередні підсилювачі. Або якщо ви хочете почути тонкі відмінності в переходах, порівняйте джазові записи студії dmp із джазовими записами студії Chesky, а не два міжблочні кабелі.»

Незважаючи на цей факт, любителями Hi-End не припиняються пошуки «правильного» звуку, які зачіпають, у тому числі, і РОЗУМ. Насправді РОЗУМ є прикладом дуже простого лінійного тракту. Сучасний рівень розвитку схемотехніки дозволяє забезпечити для такого пристрою досить високі параметри, щоб спотворення, що вносяться, стали непомітними. Тому на практиці два будь-які сучасні, неексцентрично спроектовані УМ звучать однаково. Навпаки, якщо РОЗУМ має якесь особливе, специфічне звучання, це свідчить лише про одне: внесені таким УМ спотворення великі і добре помітні на слух.

Сказане не означає, що спроектувати високоякісний розум дуже просто. Існує безліч тонкощів як схемотехнічного, так і конструктивного плану. Але всі ці тонкощі давно відомі серйозним виробникам РОЗУМ, і грубих помилок у конструкціях сучасних РОЗУМ зазвичай не зустрічається. Винятком є ​​дорогі підсилювачі класу Hi-End, які найчастіше спроектовані дуже неписьменно. Навіть якщо внесені РОЗУМ спотворення приємні на слух (що стверджують любителі лампових підсилювачів), це не має нічого спільного з високою вірністю звуковідтворення.

До високоякісного РОЗУМу, крім традиційних вимог широкосмугової та хорошої лінійності, пред'являється ще ряд додаткових вимог. Іноді можна чути, що для домашнього використання достатньо потужність підсилювача 20-35 Вт. Якщо йдеться про середню потужність, то таке твердження є справедливим. Але реальний музичний сигнал може мати піковий рівень потужності, що перевищує середній рівень у 10-20 разів. Тому, щоб при середній потужності 20 Вт отримати неспотворене відтворення такого сигналу, необхідно мати потужність РОЗУМ порядку 200 Вт. Ось, наприклад, висновок експертної оцінки для підсилювача, описаного в: Єдиним зауваженням була недостатня гучність звучання великих ударних інструментів, що пояснюється недостатньою вихідною потужністю підсилювача (120 Вт у піку на навантаженні 4 Ома).»

Акустичні системи (АС) є комплексним навантаженням і мають дуже складний характер залежності повного опору від частоти. На деяких частотах воно може бути меншим за номінальне значення в 3 - 4 рази. Розум повинен мати можливість працювати без спотворень на таке низькоомне навантаження. Наприклад, якщо номінальний опір акустичної системи становить 4 ома, то РОЗУМ повинен нормально працювати на навантаження опором 1 ом. Це вимагає дуже великих вихідних струмів, що має враховуватися під час проектування РОЗУМ. Підсилювач, що описується, цим вимогам задовольняє.

Останнім часом часто обговорюється тема оптимального вихідного опору підсилювача з погляду мінімізації спотворень АС. Однак ця тема є актуальною лише при проектуванні активних АС. Розділові фільтри пасивних АС розробляються виходячи з того, що джерело сигналу матиме знехтуваний низький вихідний опір. Якщо розум буде мати високий вихідний опір, то АЧХ таких АС буде сильно спотворена. Тому нічого іншого не залишається, як забезпечувати для РОЗУМ малий вихідний опір.

Можна помітити, що нові розробки РОЗУМ йдуть в основному шляхом здешевлення, покращення технологічності конструкції, збільшення вихідної потужності, підвищення ККД, поліпшення споживчих якостей. У цій статті основна увага приділена сервісним функціям, реалізованим завдяки мікроконтролерній системі управління.

Підсилювач виконаний у корпусі формату MIDI, його габаритні розміри 348×180×270 мм, вага – близько 20 кг. Вбудований мікроконтролер дозволяє керувати підсилювачем за допомогою ІЧ пульта дистанційного керування (загального з попереднім підсилювачем). Крім того, мікроконтролер здійснює вимірювання та індикацію середньої та квазіпікової вихідної потужності, температури радіаторів, реалізує відключення за таймером та обробляє аварійні ситуації. Система захисту підсилювача, а також управління включенням та вимкненням живлення реалізовані за участю мікроконтролера. Підсилювач має окреме чергове джерело живлення, що дозволяє йому перебувати в режимі STANDBY, коли основні джерела живлення вимкнені.

Підсилювач, що описується, названий NSM (National Sound Machines), модель PA-9000, так як назва апарату становить частину його дизайну і обов'язково має бути присутньою. Реалізований набір сервісних функцій в деяких випадках може виявитися надлишковим, для таких ситуацій розроблено «мінімалістський» варіант підсилювача (модель PA-2020), який має на передній панелі тільки вимикач і двоколірний світлодіод, а вбудований мікроконтролер лише керує процесом включення та вимикання живлення, доповнює систему захисту та забезпечує дистанційне керування режимом «STANDBY».

Усі органи управління та індикації підсилювача розташовані на передній панелі. Її зовнішній вигляд та призначення органів управління наведено на рис. 2:

Мал. 2. Передня панель підсилювача.

Кнопка POWERзабезпечує повне відключення підсилювача від мережі. Фізично ця кнопка відключає від мережі лише чергове джерело живлення, відповідно вона може бути розрахована на невеликий струм. Основні джерела живлення включаються за допомогою реле, обмотки яких живляться від чергового джерела. Тому при відключеній кнопці POWER гарантовано знеструмлені всі схеми підсилювача.

Під час увімкнення кнопки «POWER» підсилювач повністю вмикається. Процес включення відбувається наступним чином: одразу включається чергове джерело, про що свідчить світлодіод включення чергового живлення DUTY. Через деякий час, необхідне для скидання мікроконтролера, вмикається живлення на зовнішні розетки та запалюється світлодіод EXT. Потім світиться світлодіод «MAIN», і відбувається перший етап включення основних джерел. Спочатку основні трансформатори включаються через обмежувальні резистори, які запобігають початковому кидку струму через розряджені конденсатори фільтра. Конденсатори поступово заряджаються, і коли виміряна напруга живлення досягне встановленого порога, обмежувальні резистори виключаються із ланцюга. При цьому світиться світлодіод «OPERATE». Якщо за відведений час напруга живлення не досягла встановленого порогу, процес включення підсилювача переривається і включається індикація аварії. Якщо включення основних джерел пройшло успішно, мікроконтролер перевіряє стан системи захисту. У разі відсутності аварійних ситуацій, мікроконтролер дозволяє увімкнення реле навантаження і запалюється світлодіод «LOAD».

Кнопка STANDBYздійснює управління черговим режимом. Коротке натискання кнопки переводить підсилювач у черговий режим або навпаки включає підсилювач. На практиці може знадобитися ввімкнути зовнішні розетки, залишивши РОЗУМ у черговому режимі. Це потрібно, наприклад, під час прослуховування фонограм на стереотелефони або під час перезапису без звукового контролю. Зовнішні розетки можна незалежно вмикати-вимикати довгим (до звукового сигналу) натисканням кнопки STANDBY. Варіант, коли РОЗУМ увімкнений, а розетки вимкнені, сенсу не має, тому не реалізується.

На передній панелі розміщено 4-х розрядний цифровий дисплейта 5 кнопок керування відображенням. Дисплей може працювати в наступних режимах (рис. 3a):

• відключено
• індикація середньої вихідної потужності [W]
• індикація квазіпікової вихідної потужності
• індикація стану таймера [M]
• індикація температури радіаторів [°C]

Мал. 3. Варіанти індикації дисплея.

Кнопка "PEAK"включає відображення вихідної потужності та перемикає режими середня/квазіпікова потужність. У режимі індикації вихідної потужності на дисплеї запалюється W, а для квазіпікової потужності ще й PEAK. Вихідна потужність індикується у ватах з дискретністю 0.1 вата. Вимір проводиться методом перемноження струму і напруги на навантаженні, тому показання дійсні для будь-якого допустимого значення опору навантаження. Утримання кнопки PEAK до звукового сигналу вимикає дисплей. Вимкнення дисплея, а також його перемикання між різними режимами індикації відбувається плавно (одне зображення перетікає в інше). Цей ефект реалізовано програмно.

Кнопка "TIMER"виводить на дисплей стан таймера, при цьому запалюється буква «M». Таймер дозволяє задавати інтервал часу, після якого підсилювач переходить в черговий режим і зовнішні розетки відключаються. Слід зазначити, що з використанні цієї функції інші компоненти комплексу повинні допускати відключення харчування «на ходу». Для тюнера та CD-плеєра це зазвичай допустимо, а ось у деяких касетних дек при відключенні живлення ЛПМ може не переходити в режим СТОП. Для таких дек відключення живлення під час відтворення або запису неприпустиме. Однак серед фірмових апаратів такі деки трапляються вкрай рідко. Навпаки, більшість дек мають перемикач «Timer», який має 3 положення: «Off», «Record» і «Play», що дозволяє простий подачею живлення відразу включати режим відтворення або запису. Вимикати ці режими можна також простим зняттям живлення. Таймер підсилювача може бути запрограмований на такі інтервали (рис. 3b): 5, 15, 30, 45, 60, 90 та 120 хвилин. Якщо таймер не використовується, його потрібно перевести у стан "OFF". У цьому стані він перебуває відразу після включення живлення.

Завдання інтервалу таймера здійснюється кнопками «+» та «-»у режимі індикації таймера. Якщо таймер увімкнено, то на дисплеї завжди світиться світлодіод «TIMER», а включення індикації таймера показує реальний поточний стан, тобто. скільки хвилин залишилося до вимкнення. У такій ситуації інтервал можна продовжити натисканням кнопки +.

Кнопка "°C"включає відображення температури радіаторів, запалюючи символ «°C». На кожному радіаторі встановлено окремий термометр, але на екрані виводиться максимальне значення температури. Ці термометри використовуються для управління вентилятором і для температурного захисту вихідних транзисторів підсилювача.

Для індикації аваріїна передній панелі розташовані два світлодіоди: «FAIL LEFT» та «FAIL RIGHT». При спрацьовуванні захисту в одному з каналів РОЗУМ запалюється відповідний світлодіод, а на дисплеї індикується буквене найменування причини аварії (рис. 3c). У цьому підсилювач перетворюється на черговий режим. У підсилювачі реалізовано такі види захисту:

• захист від перевантаження струмом вихідного каскаду
• захист від постійної складової на виході
• захист від аварії джерела живлення
• захист від зникнення мережної напруги
• захист від перегріву вихідних транзисторів

Реагує на постійну складову вихідної напруги РОЗУМ, більшу за 2 В. Вона захищає АС, реалізована також апаратно. На дисплеї відображається як "dcF".

Реагує на падіння напруги живлення будь-якого плеча нижче за заданий рівень. Істотне порушення симетрії напруг живлення може викликати появу на виході РОЗ постійної складової, що небезпечно для АС. На дисплеї відображається як «UF».

Реагує на випадання кількох періодів напруги підряд. Призначення цього захисту – відключити навантаження до того, як напруга живлення впаде та розпочнеться перехідний процес. Реалізовано апаратно, мікроконтролер лише зчитує її стан. На дисплеї відображається як prF.

Захист від перегрівувихідних транзисторів реалізована програмно, вона використовує інформацію з термометрів, встановлених на радіаторах. На дисплеї відображається як "tF".

РОЗУМ має можливість дистанційного керування. Оскільки не потрібно великої кількості кнопок керування, використовується той самий пульт, що й для керування попереднім підсилювачем. Цей пульт ДК працює в стандарті RC-5 і має три кнопки, спеціально призначені для управління РОЗУМ. Кнопка STANDBY повністю дублює аналогічну кнопку на передній панелі. Кнопка DISPLAY дозволяє перемикати режим дисплея по кільцю (рис. 3а). Утримання кнопки DISPLAY до звукового сигналу вимикає дисплей. Кнопка «MODE» дозволяє змінювати часовий інтервал таймера (рис. 3b), тобто. вона замінює кнопки "+" та "-".

на задній панеліпідсилювача (рис. 4) встановлені розетки, призначені для живлення інших компонентів комплексу. Ці розетки мають незалежне відключення, що дозволяє з пульта дистанційного керування знеструмити весь комплекс.

Мал. 4. Задня панель підсилювача.

Як зазначалося раніше, за основу описуваного підсилювача взято схему УМЗЧ ВВ Миколи Сухова, яка описана в . Основні принципи побудови РОЗУМ високої вірності викладені у . Принципова схема основної плати підсилювачанаведено на рис. 5.

width=710>

Мал. 5. Принципова схема основної плати підсилювача.

Порівняно з оригінальною конструкцією до підсилювача були внесені невеликі зміни. Ці зміни є принциповими і є переважно перехід більш нову елементну базу.

Змінено схема температурної стабілізації струму спокою. В оригінальній конструкції разом із вихідними транзисторами на радіаторах було встановлено транзистор - датчик температури, який задавав напругу усунення вихідного каскаду. При цьому враховувалася температура лише вихідних транзисторів. Але температура передконечних транзисторів через досить великий потужності, що розсіюється на них, також значно підвищувалася під час роботи. Через те, що ці транзистори встановлювалися на невеликих окремих радіаторах, їхня температура могла досить різко коливатися, наприклад, у результаті зміни потужності, що розсіюється, або навіть через зовнішні повітряні потоки. Це призводило до таких же різких коливань спокою. Та й будь-який інший елемент розуму може досить сильно нагріватися під час роботи, так як в одному корпусі знаходяться джерела тепла (радіатори вихідних транзисторів, трансформатори і т.д.). Це відноситься і до перших транзисторів складеного емітерного повторювача, які зовсім не мали радіаторів. В результаті струм спокою міг зрости в кілька разів при нагріванні РОЗУМ. Вирішення цієї проблеми було запропоновано Олексієм Бєловим.

Зазвичай для температурної стабілізації струму спокою вихідного каскади РОЗУМ використовують наступну схему (рис. 6a):

Мал. 6. Схема температурної стабілізації струму спокою.

Напруга зсуву прикладається до точок A і B. Воно виділяється на двополюснику, який складається з транзистора VT1 та резисторів R1, R2. Початкова напруга усунення встановлюють резистором R2. Транзистор VT1 зазвичай закріплюють спільно з VT6, VT7 радіаторі. Стабілізація здійснюється наступним чином: при нагріванні транзисторів VT6, VT7 зменшується падіння база-емітер, що при фіксованій напрузі зміщення призводить до збільшення струму спокою. Але з цими транзисторами нагрівається і VT1, що викликає зменшення падіння напруги на двополюснику, тобто. зменшення струму спокою. Недоліком такої схеми і те, що температура переходів інших транзисторів, які входять до складової емітерний повторювач, не враховується. Щоб її врахувати, температура переходів усіх транзисторів має бути відомою. Найпростіше її зробити однаковою. Для цього достатньо всі транзистори, що входять до складового емітерного повторювача, встановити на загальний радіатор. При цьому для отримання струму спокою, який не залежить від температури, напруга зміщення складеного емітерного повторювача повинна мати температурний коефіцієнт такий же, як у шести послідовно включених p-n переходів. Наближено вважатимуться, що пряме падіння напруга на p-n переході лінійно зменшується з коефіцієнтом K, приблизно рівним 2.3 мВ/°C. У складеного емітерного повторювача цей коефіцієнт дорівнює 6*К. Забезпечити такий температурний коефіцієнт напруги усунення - завдання двополюсника, який включається між точками A і B. Двополюсник, показаний на рис. 6a, має температурний коефіцієнт, що дорівнює (1+R2/R1)*K. При регулюванні резистором R2 струму спокою змінюється і температурний коефіцієнт, що зовсім правильно. Найпростішим практичним рішенням може бути схема, показана на рис. 6b. У цій схемі температурний коефіцієнт дорівнює (1+R3/R1)*K, а початковий струм спокою визначається положенням двигуна резистора R2. Падіння напруги на резистори R2, який зашунтований діодом, можна вважати практично постійним. Тому регулювання початкового струму спокою впливає на температурний коефіцієнт. З такою схемою при нагріванні РОЗУМ струм спокою змінюється не більше ніж на 10-20%. Для того, щоб усі транзистори складеного емітерного повторювача можна було розмістити на загальному радіаторі, вони повинні мати корпуси, які підходять для кріплення на радіаторі (транзистори в корпусах TO-92 не підходять). Тому в РОЗУМ застосовані інші типи транзисторів, заразом і більш сучасні.

У схемі підсилювача (рис. 5) двополюсник температурної стабілізації струму спокою зашунтований конденсатором C12. Цей конденсатор не є обов'язковим, хоча ніякої шкоди він також не завдає. Справа в тому, що між базами транзисторів складеного емітерного повторювача потрібно забезпечити напругу зміщення, яке повинно бути постійним для обраного струму спокою і не залежати від сигналу, що посилюється. Коротше кажучи, змінна складова напруги на двополюснику, а також на резисторах R26 і R29 (рис. 5) повинна дорівнювати нулю. Тому всі ці елементи можна зашунтувати конденсаторами. Але через низький динамічний опір двополюсника, а також низьких значень опору цих резисторів наявність ємностей, що шунтують, позначається дуже слабо. Тому ці ємності не обов'язкові, тим більше, що для шунтування R26 і R29 їх номінали повинні бути досить великими (порядку 1 мкФ і 10 мкФ відповідно).

Вихідні транзисториРОЗУМ замінено транзисторами КТ8101А, КТ8102А, які мають більш високу граничну частоту коефіцієнта передачі струму. У потужних транзисторів досить яскраво виражений ефект падіння коефіцієнта передачі струму у разі зростання струму колектора. Цей ефект є вкрай небажаним для РОЗУМ, тому що тут транзисторам доводиться працювати при великих вихідних струмах. Модуляція коефіцієнта передачі струму призводить до значного погіршення лінійності вихідного підсилювача каскаду. Для зменшення впливу цього ефекту у вихідному каскаді застосовано паралельне включення двох транзисторів (і це мінімум, який можна собі дозволити).

При паралельному включенні транзисторів зменшення впливу розкиду їх параметрів і вирівнювання робочих струмів застосовані роздільні емітерні резистори. Для нормальної роботи системи захисту від перевантажень по струму додано схему виділення максимального значення напруги на діодах VD9 – VD12 (рис. 5), оскільки тепер доводиться знімати падіння не з двох, а з чотирьох емітерних резисторів.

Інші транзисторискладового емітерного повторювача - це КТ850А, КТ851А (корпус TO-220) та КТ940А, КТ9115А (корпус TO-126). У схемі стабілізації струму спокою застосовано складовий транзистор КТ973А (корпус TO-126).

Зроблено та заміну ОУбільш сучасні. Основний ОУ U1 замінений AD744, який має підвищену швидкодію і хорошу лінійність. ОУ U2, який працює у схемі підтримки нульового потенціалу на виході УМЗЧ, замінений OP177, що має низьке зміщення нуля (не більше 15 мкв). Це дозволило відмовитися від підстроювального резистора регулювання зміщення. Потрібно відзначити, що через особливості схемотехніки AD744 ОУ U2 повинен забезпечувати вихідну напругу, близьку до напруги живлення (висновок 8 ОУ AD744 по постійному напрузі відстань від виведення 4 всього на два p-n переходу). Тому не всі типи прецизійних ЗП підійдуть. У крайньому випадку можна застосувати «підтягуючий» резистор з виходу ОУ на -15 В. ОУ U3, який працює в схемі компенсації імпедансу з'єднувальних проводів АС, замінений AD711. Параметри цього ОУ менш критичні, тому був обраний дешевий ОУ з достатньою швидкодією і досить низьким зміщенням нуля.

У схему додані резисторні дільники R49 – R51, R52 – R54 та R47, R48, які служать для зняття сигналів струму та напруги для схеми вимірювання потужності.

Змінено реалізацію земляних ланцюгів. Оскільки тепер кожен канал підсилювача повністю зібраний на одній платі, відпала потреба у багатьох земляних дротах, які мають з'єднуватися в одній точці на шасі. Спеціальна топологія друкованої плати забезпечує зіркоподібне розведення земляних ланцюгів. Зірка землі з'єднується одним провідником із загальним висновком джерела живлення. Потрібно зауважити, що така топологія годиться лише за цілком роздільних джерел живлення лівого та правого каналів.

В оригінальній схемі підсилювача петля зворотного зв'язку по змінному струму охоплює і контакти релеякі підключають навантаження. Цей захід вжито зменшення впливу нелінійності контактів. Однак при цьому можливі проблеми із роботою захисту за постійною складовою. Справа в тому, що при включенні підсилювача живлення подається раніше, ніж вмикається реле навантаження. У цей час на вході РОЗУМ може бути сигнал, а коефіцієнт передачі підсилювача внаслідок розірваної петлі зворотного зв'язку дуже великий. У такому режимі РОЗУМ обмежує сигнал, а схема компенсації напруги зміщення в загальному випадку нездатна підтримати на виході РОЗУМ нульове значення постійної складової. Тому ще до підключення навантаження може виявитися, що на виході РОЗУМ є постійна складова, і тоді спрацює система захисту. Усунути цей ефект дуже просто, якщо використовувати реле з контактами, що перемикають.

Нормально-замкнуті контакти повинні замикати петлю ООС так само, як і нормально розімкнуті. При цьому при спрацьовуванні реле зворотний зв'язок виявляється розірваним тільки на дуже короткий час, протягом якого всі контакти реле розімкнені. За цей час щодо інерційного захисту за постійною складовою спрацювати не встигає. На рис. 7 показаний процес перемикання реле, знятий цифровим осцилографом. Як видно, через 4 мс після подачі напруги на обмотку реле нормально-замкнуті контакти розмикаються. Приблизно ще через 3 мс замикаються нормально-розімкнені контакти (з помітним брязкотом, який триває близько 0.7 мс). Таким чином, у «польоті» контакти знаходяться приблизно 3 мс, саме на цей час і буде розірвано зворотний зв'язок.

Мал. 7. Процес перемикання реле AJS13113.

Схема захиступовністю перероблено (рис. 8). Тепер вона розміщена на основній платі. Таким чином кожен канал має свою незалежну схему. Це трохи надмірно, зате кожна основна плата повністю автономна і є закінченим монофонічним підсилювачем. Частина захисних функцій несе мікроконтролер, але підвищення надійності достатній їх набір реалізований апаратно. У принципі, плата підсилювача може працювати взагалі без мікроконтролера. Оскільки РОЗУМ має окреме чергове джерело живлення, схема захисту живиться від нього (рівнем +12В). Це робить поведінку схеми захисту більш передбачуваною під час аварії одного з основних джерел живлення.

width=710>
Малюнок не міститься на сторінці і тому стиснутий!
Щоб переглянути його повністю, натисніть .

Мал. 8. Схема захисту підсилювача.

Захист від перевантаження струмомвключає тригер, зібраний на транзисторах VT3, VT4 (рис. 5), який включається при відкриванні транзистора VT13. VT13 приймає сигнал з датчика струму і відкривається при досягненні струмом встановленого за допомогою підстроювального резистора R30 значення. Тригер вимикає генератори струму VT5, VT6, що призводить до замикання всіх транзисторів складеного емітерного повторювача. Нульова напруга на виході підтримується в цьому режимі за допомогою резистора R27 (рис. 5). Крім того, стан тригера зчитується через ланцюжок VD13, R63 (рис. 8), і коли він вмикається, на входах логічного елемента U4D встановлюється низький логічний рівень. Транзистор VT24 забезпечує вихід з відкритим колектором сигналу IOF (I Out Fail), який опитується мікроконтролером.

Захист від постійної складовоїреалізована на транзисторах VT19 – VT22 та логічних елементах U4B, U4A. Сигнал з виходу підсилювача через дільник R57 R59 надходить на ФНЧ R58C23 з частотою зрізу близько 0.1 Гц, який виділяє постійну складову сигналу. Якщо з'являється стала складова позитивної полярності, то відкривається транзистор VT19, включений за схемою ОЕ. Він, у свою чергу, відкриває транзистор VT22 і на входах логічного елемента U4B з'являється високий логічний рівень. Якщо з'являється постійна складова негативної полярності, відкривається транзистор VT21, включений з ПРО. Така асиметрія – вимушений захід, пов'язаний з однополярним харчуванням схеми захисту. Щоб підвищити коефіцієнт передачі струму, застосовано каскодное включення транзисторів VT21, VT20 (ПРО – ОК). Далі, як і першому випадку, відкривається транзистор VT22 і т.д. До виходу логічного елемента U4A підключений транзистор VT23 який забезпечує вихід з відкритим колектором для сигналу DCF (DC Fail).

Захист від зникнення напруги в мережімістить допоміжний випрямляч (рис. 13) VD1, VD2 (VD3, VD4), який має фільтр, що згладжує, з дуже маленькою постійною часу. Якщо підряд випадає кілька періодів напруги мережі, вихідна напруга випрямляча падає, і на входах логічного елемента U4C (рис. 8) встановлюється низький логічний рівень.

Логічні сигнали з трьох описаних вище схем захисту надходять на елемент «АБО» U5C, на виході якого формується низький логічний рівень у разі спрацьовування будь-якої зі схем. При цьому через діод VD17 розряджається конденсатор C24 і на входах логічного елемента U5B (також на виході U5A) з'являється низький логічний рівень. Це призводить до закривання транзистора VT27 та відключення реле K1. Ланцюжок R69C24 забезпечує деяку мінімальну затримку при включенні живлення на той випадок, якщо мікроконтролер з якихось причин не сформує початкову затримку. Транзистор VT25 забезпечує вихід із відкритим колектором для сигналу OKL (OK Left) або OKR (OK Right). Мікроконтролер може заборонити увімкнення реле. Для цього встановлено транзистор VT26. Ця можливість необхідна реалізації програмного захисту від перегріву, програмної затримки включення реле й у синхронізації роботи систем захисту лівого і правого каналів.

Взаємодія мікроконтролера з апаратною схемою захистунаступне: при включенні підсилювача після того, як напруга живлення досягла номінального значення, мікроконтролер опитує сигнали готовності апаратного захисту OKL і OKR. Весь цей час увімкнення реле заборонено мікроконтролером шляхом підтримки сигналу ENB (Enable) у стані високого логічного рівня. Як тільки мікроконтролер отримує сигнали готовності, він формує тимчасову затримку та дозволяє увімкнення реле. У процесі роботи підсилювача мікроконтролер постійно стежить за сигналом готовності. У разі пропадання такого сигналу для одного з каналів мікроконтролер знімає сигнал ENB, вимикаючи таким чином реле в обох каналах. Потім він опитує сигнали стану захисту для ідентифікації каналу та виду захисту.

Захист від перегрівуреалізована повністю програмно. У разі перегріву радіаторів мікроконтролер знімає сигнал ENB, що спричиняє відключення реле навантаження. Для вимірювання температури на кожному радіаторі закріплений термометр DS1820 фірми «Dallas». Спрацьовує захист під час досягнення радіаторами температури 59.8 °C. Дещо раніше, при температурі 55.0 °C, на дисплеї з'являється попереднє повідомлення про перегрівання – автоматично виводиться температура радіаторів. Повторне ввімкнення підсилювача відбувається автоматично при охолодженні радіаторів до 35.0 °C. Увімкнення при вищій температурі радіаторів можливе лише вручну.

Для покращення умов охолодження елементів усередині корпусу підсилювача використовується малогабаритний. вентилятор, що розташований на задній панелі. Застосований вентилятор з безколекторним двигуном постійного струму з номінальною напругою живлення 12 В, призначений для охолодження комп'ютера. Оскільки під час роботи вентилятора створюється певний шум, який можна помітити в паузах, використовується досить складний алгоритм управління. При температурі радіаторів 45.0 °C вентилятор починає працювати, а при охолодженні радіаторів до 35.0 °C вентилятор вимикається. При вихідній потужності менше 2 Вт робота вентилятора заборонена, щоб не було помітно його шуму. Для запобігання періодичних включень та вимкнень вентилятора, коли вихідна потужність коливається біля порогового значення, програмно обмежений мінімальний час вимкнення вентилятора значенням 10 сек. При температурі радіаторів 55.0 °C і вище вентилятор працює без вимкнень, оскільки така температура є близькою до аварійної. Якщо при роботі підсилювача вентилятор увімкнувся, то при вході в режим STANDBY, якщо температура радіаторів вище 35.0 °C, вентилятор продовжує працювати навіть при нульовій вихідній потужності. Це дозволяє швидко охолодити підсилювач.

Захист від аварії джерела живленнятакож реалізована повністю програмно. Мікроконтролер за допомогою АЦП слідкує за напругою живлення обох каналів підсилювача. Ця напруга надходить на процесор з основних плат через резистори R55, R56 (рис. 8).

Включення основних джерел живлення здійснюється східчасто. Це необхідно з тієї причини, що навантаженням випрямлячів є повністю розряджені конденсатори фільтрів, і при різкому включенні буде сильний кидок струму. Цей кидок становить небезпеку для діодів випрямляча і може призвести до згоряння запобіжників. Тому при включенні підсилювача спочатку замикається реле K2 (рис. 12) і трансформатори підключаються до мережі через обмежувальні резистори R1 і R2. У цей час поріг для виміряних напруг живлення програмно встановлюється ±38 В. Якщо цей поріг напруги не буде досягнутий за встановлений час, то процес включення переривається. Це може мати місце в тому випадку, якщо струм, що споживається схемою підсилювача, істотно підвищений (підсилювач пошкоджений). У цьому випадку включається індикація аварії джерел живлення UF.

Якщо поріг ±38 досягнутий, то спрацьовує реле K3 (рис. 12), яке виключає резистори з первинних ланцюгів основних трансформаторів. Потім поріг знижується до ±20 В, а мікроконтролер продовжує стежити за напругою живлення. Якщо під час роботи підсилювача напруга живлення падає нижче ±20 В, спрацьовує захист та підсилювач вимикається. Зниження порога в нормальному режимі роботи необхідне для того, щоб при просіданнях напруги живлення під навантаженням не відбувалося хибне спрацьовування захисту.

Принципова схема плати процесоранаведено на рис. 9. Основою процесора є мікроконтролер U1 типу AT89C51 фірми Atmel, який працює на тактовій частоті 12 МГц. Для підвищення надійності системи застосовано супервізор U2, який має вбудований сторожовий таймер та монітор живлення. Для скидання сторожового таймера використовується окрема лінія WD, де програмно формується періодичний сигнал. Програма побудована таким чином, що цей сигнал буде присутній лише в тому випадку, якщо виконується обробник таймера переривання і основний цикл програми. Інакше сторожовий таймер виконає перезапуск мікроконтролера.

width=710>
Малюнок не міститься на сторінці і тому стиснутий!
Щоб переглянути його повністю, натисніть .

Мал. 9. Принципова схема плати процесора.

Дисплей пов'язаний із процесором за допомогою 8-розрядної шини (роз'єми XP4 – XP6). Для стробування регістрів плати дисплея використовують сигнали C0..C4, які виробляються дешифратором адреси U4. Регістр U3 є засувкою молодшого байта адреси, використовуються лише розряди A0, A1, A2. Старший байт адреси взагалі не використовується, що дозволило звільнити порт P2 для інших цілей.

При натисканні кнопки управління програмно генеруються звукові сигнали. Для цього використовується лінія BPR, до якої підключений транзисторний ключ VT1, навантажений динамічний випромінювач HA1.

Основні плати лівого та правого каналів підключаються до плати процесора за допомогою роз'ємів XP1 та XP2 відповідно. Через ці роз'єми на процесор подаються сигнали стану системи захисту від перевантаження струму IOF і захисту від постійної складової на виході підсилювача DCF. Ці сигнали спільні для лівого та правого каналів, їхнє об'єднання можливе завдяки виходам схеми захисту з відкритими колекторами. Сигнали готовності системи захисту OKL і OKR є роздільними каналами, щоб процесор міг ідентифікувати канал, в якому спрацювала схема захисту. Сигнал ENB, який надходить із процесора на систему захисту, дозволяє увімкнення реле навантаження. Цей сигнал є спільним для двох каналів, що автоматично синхронізує роботу двох реле.

Лінії TRR та TRL використовуються для читання термометрів, встановлених на радіаторах правого та лівого каналу відповідно. Виміряна термометрами температура може відображатися на дисплеї, якщо увімкнено відповідний режим індикації. Індикується максимальне значення температури двох для лівого і правого каналів. Виміряне значення також використовується для програмної реалізації захисту від перегріву.

Додатково на роз'ємах XP1 та XP2 є сигнали WUR, WIR, WUL та WIL, які використовуються схемою вимірювання вихідної потужності.

Живиться плата процесора від чергового джерела через роз'єм XP3. Для живлення використовуються 4 рівні: ±15, +12 і +5 В. Рівні ±15 В відключаються при переході в черговий режим, а інші рівні присутні завжди. Споживання від рівнів +5 і +12 В в черговому режимі мінімізовано за рахунок програмного відключення основних споживачів. Крім того, через цей роз'єм на чергове джерело живлення надходять кілька логічних сигналів, що управляють: PEN - управляє черговим джерелом живлення, REX - включає реле зовнішніх розеток, RP1 і RP2 - включають реле основного джерела живлення, FAN - включає вентилятор. Живлення схем захисту, які розташовані на основних платах, здійснюється від плати процесора рівнем +12, а живлення плати дисплея - рівнем +5 в.

Для вимірювання вихідної потужності та контролю за напругою живлення використовується 12-розрядний АЦП U6 типу AD7896 фірми «Analog Devices». Одного каналу АЦП недостатньо, тому на вході застосовано комутатор U5 (ще краще було б застосувати 8-канальний АЦП, наприклад, типу AD7888). Дані зчитуються з АЦП у послідовному вигляді. Для цього використовуються лінії SDATA (послідовні дані) та SCLK (тактовий сигнал). Запуск процесу перетворення здійснюється програмно сигналом START. В якості опорного джерела та одночасно стабілізатора напруги живлення АЦП використаний REF195 (U7). Оскільки в черговому режимі напруга живлення ±15 відключається, всі логічні сигнали підключені до АЦП через резистори R9 - R11, які обмежують можливі кидки струму при переході в черговий режим і назад.

З восьми входів комутатора використовуються шість: два для вимірювання потужності, чотири для контролю за напругою живлення. Потрібний канал вибирається за допомогою адресних ліній AX0, AX1, AX2.

Розглянемо схему вимірювання потужностілівого каналу. Застосована схема забезпечує перемноження струму та напруги навантаження, тому імпеданс навантаження автоматично враховується і показання завжди відповідають реальній активній потужності навантаження. Через резисторні дільники R49 - R54, розташовані на основній платі (рис. 5), напруга з датчиків струму (емітерних резисторів вихідних транзисторів) надходить на диференціальний підсилювач U8A (рис. 9), який виділяє сигнал струму. З виходу U8A через підстроювальний резистор R17 сигнал надходить на вхід Y аналогового перемножувача типу U5 К525ПС2. Сигнал напруги просто знімається з дільника і надходить на вхід аналогового X перемножника. На виході перемножувача встановлений ФНЧ R18C13, який виділяє сигнал, пропорційний квазіпікової вихідної потужності з часом інтегрування близько 10 мс. Цей сигнал надходить однією з входів комутатора, далі на АЦП. Діод VD1 захищає вхід комутатора від негативної напруги.

Для того, щоб компенсувати початкове усунення нуля перемножувачів, при включенні підсилювача (коли ще реле навантаження не включено, і вихідна потужність дорівнює нулю) відбувається процес автокалібрування нуля. Виміряна напруга усунення при подальшій роботі віднімається з показань АЦП.

Потужність у лівому та правому каналах вимірюється окремо, а індикується максимальне значення каналами. Оскільки на індикаторі повинна відображатися як квазіпікова, так і середня вихідна потужність, а також значення, що індикуються, повинні бути зручними для сприйняття, виміряні за допомогою АЦП значення піддаються програмній обробці. Тимчасові характеристики вимірювача рівня потужності характеризуються часом інтегрування та часом зворотного ходу. Для вимірювача квазіпікової потужності час інтегрування заданий апаратним ланцюжком фільтрації і становить приблизно 10 мс. Вимірник середньої потужності відрізняється лише підвищеним часом інтегрування, що реалізовано програмно. При обчисленні середньої потужності використовується ковзна середня по 256 точках. Час зворотного ходу в обох випадках встановлено програмно. Для зручності зчитування показань цей час має бути відносно великим. У цьому випадку зворотний хід індикатора реалізується шляхом віднімання 1/16 коду поточної потужності один раз на 20 мс. Крім того, під час індикації здійснюється утримання пікових значень протягом 1.4 сек. Оскільки надто часто оновлення показань індикатора погано сприймається, оновлення відбувається кожні 320 мс. Щоб не пропустити черговий пік і відобразити його синхронно з вхідним сигналом, при виявленні піку відбувається позачергове оновлення показань.

Як було сказано вище, РОЗУМ використовує загальний з попереднім підсилювачем пульт дистанційного керування, який працює у стандарті RC-5. Приймач системи дистанційного керування типу SFH-506 розташований на дисплеї. З виходу фотоприймача сигнал надходить на вхід SER (INT1) мікроконтролера. Декодування коду RC-5 здійснюється програмно. Номер системи - 0AH, кнопка «STANDBY» має код 0CH, кнопка «DISPLAY» - 21H, кнопка «MODE» - 20H. При необхідності ці коди можна легко змінити, оскільки використовується перекодувальна таблиця, яку можна знайти в кінці вихідного тексту програми мікроконтролера.

на платі дисплея(рис. 10) встановлено два дворозрядні семисегментні індикатори HG1 і HG2 типу LTD6610E. Вони керуються паралельними регістрами U1 – U4. Динамічна індикація не використовується, оскільки це може спричинити підвищений рівень перешкод.

width=710>
Малюнок не міститься на сторінці і тому стиснутий!
Щоб переглянути його повністю, натисніть .

Мал. 10. Принципова схема плати індикації.

Регістр U5 служить для керування світлодіодами. Послідовно з кожним сегментом та з кожним світлодіодом включений обмежувальний резистор. Входи OC всіх регістрів об'єднані та підключені до сигналу PEN мікроконтролера. Під час скидання та ініціалізації регістрів цей сигнал перебуває у стані високого логічного рівня. Це запобігає випадковому запаленню індикації при перехідних процесах.

На платі дисплея також встановлені кнопки керування SB1 – SB6. Вони підключені до ліній шини даних та лінії повернення RET. Діоди VD1 – VD6 запобігають короткому замиканню ліній даних при одночасному натисканні двох і більше кнопок. При скануванні клавіатури мікроконтролер використовує порт P0 як простий порт виведення, формуючи на його лініях нуль, що біжить. Одночасно опитується лінія RET. У такий спосіб визначається код натиснутої кнопки.

Поряд із індикаторами під загальним захисним склом встановлено інтегральний фотоприймач дистанційного керування U6. Сигнал із виходу фотоприймача через роз'єм XP6 надходить на вхід мікроконтролера SER (INT1).

чергове джерело(рис. 11) забезпечує на виході 4 рівні: +5, +12 і ±15 В. Рівні ±15 В в черговому режимі відключаються. У джерелі застосовано невеликий тороїдальний трансформатор, намотаний на сердечнику 50x20x25 мм. Черговий трансформатор має великий запас за потужністю, а також кількість витків на вольт вибрано більше за розрахунковий. Завдяки цим заходам трансформатор практично не нагрівається, що підвищує його надійність (адже він повинен працювати безперервно протягом усього терміну служби підсилювача). Намотувальні дані та діаметр дроту вказані на схемі. Стабілізатори напруги особливостей немає. Мікросхеми стабілізаторів U1 та U2 встановлені на невеликому загальному радіаторі. Для вимикання рівнів ±15 В використовуються ключі на транзисторах VT1 - VT4, які управляються сигналом PEN, що надходить із плати процесора.

Мал. 11. Принципова схема плати чергового джерела питания.

Крім стабілізаторів напруги, на платі чергового джерела живлення встановлені ключі на транзисторах VT5 – VT12 для керування реле та вентилятором. Оскільки мікроконтролери сімейства MCS-51 під час дії сигналу «Скидання» портів перебувають у стані високого логічного рівня, всі виконавчі пристрої повинні включатися низьким рівнем. Інакше будуть помилкові спрацьовування в момент увімкнення живлення або у разі спрацьовування сторожового таймера. З цієї причини як ключі не можна застосовувати одиночні n-p-n транзистори з ОЕ або мікросхеми драйверів ULN2003 і подібні.

Реле, запобіжники та обмежувальні резистори розташовані на платі реле(Рис. 12). Підключення всіх мережевих проводів здійснюється через гвинтові клемники. Кожен основний трансформатор, черговий трансформатор та блок зовнішніх розеток мають окремі запобіжники. З метою безпеки зовнішні розетки відключаються двома групами контактів реле K1, які розривають обидва дроти. Основні трансформатори мають відведення від середини первинної обмотки. Цей відвід може бути використаний для отримання напруги 110 для живлення інших компонентів комплексу. Апарати, що відповідають американському стандарту, коштують дещо дешевше, ніж мультисистемні, тому вони іноді трапляються і на нашій території. На платі реле передбачені точки, звідки можна зняти 110, але в базовому варіанті ця напруга не використовується.

Мал. 12. Принципова схема плати реле.

Схема з'єднань блоків шасі підсилювачапоказано на рис. 13. До вторинних обмоток основних трансформаторів T1 та T2 підключені мостові випрямлячі, зібрані на діодах VD5 – VD12 типу КД2997А. До виходу випрямлячів підключені конденсатори фільтра сумарною ємністю понад 100 000 мкФ. Така висока ємність конденсаторів необхідна для того, щоб отримати низький рівень пульсацій та покращити здатність підсилювача відтворювати імпульсні сигнали. З конденсаторів фільтра напруга живлення ±45 В подається на основні плати підсилювача. Додатково є малопотужні випрямлячі, зібрані на діодах VD1 - VD4, вихідна напруга яких фільтрується відносно невеликою постійною часу конденсаторами C1 і C2. Через резистори R1 та R2 вихідна напруга цих допоміжних випрямлячів подається на схеми захисту, які зібрані на основних платах підсилювача. При випаданні кількох напівперіодів напруги мережі вихідна напруга допоміжних випрямлячів падає, що виявляється схемами захисту, і реле навантаження відключаються. У цей час вихідна напруга основних випрямлячів ще досить велика за рахунок конденсаторів великої ємності, тому перехідний процес підсилювача при підключеному навантаженні не починається.

width=710>
Малюнок не міститься на сторінці і тому стиснутий!
Щоб переглянути його повністю, натисніть .

Мал. 13. Схема з'єднання блоків підсилювача.

Для підсилювача потужності конструкція та компонуванняне менш важлива, ніж схемотехніка. Основна проблема полягає в тому, що для вихідних транзисторів потрібно забезпечити ефективне тепловідведення. При природному способі охолодження це виливається в потужні радіатори, які стають майже основними елементами конструкції. Поширене компонування, коли задня стінка служить одночасно радіатором, не підходить, тому що тоді ззаду не залишається місця для встановлення необхідних клем та роз'ємів. Тому в описуваному РОЗУМ було обрано компонування з бічним розташуванням радіаторів (рис. 14):

Мал. 14. Загальне компонування підсилювача.

Радіатори трохи підняті (це добре видно на рис. 4), завдяки чому забезпечується їхнє найкраще охолодження. Основні плати підсилювача закріплені паралельно радіаторам. Це мінімізує довжину провідників між платою та вихідними транзисторами. Ще одні габаритні елементи підсилювача – мережеві трансформатори. В даному випадку застосовані два тороїдальні трансформатори, які встановлені один на одному в загальному екрані циліндричної форми. Цей екран займає значну частину внутрішнього об'єму підсилювача корпусу. Основні випрямлячі встановлені на загальному радіаторі, розташованому вертикально позаду екрану трансформаторів. Конденсатори фільтра розміщені знизу підсилювача шасі і закриті піддоном. Там же розміщено плату реле. Чергове джерело живлення закріплене на спеціальному кронштейні біля задньої панелі. Плати процесора та дисплея розміщені в товщі передньої панелі, яка має коробчастий переріз.

При розробці конструкції підсилювача велика увага була приділена технологічності конструкції та зручності доступу до будь-якого вузла. Докладніше з компонуванням підсилювача можна ознайомитися на рис. 15 та 18:

Мал. 15. Розташування вузлів підсилювача у зібраному вигляді.

Основою корпусу підсилювача є шасі з алюмінієвого сплавуД16Т завтовшки 4мм (4 на рис. 18). До шасі прикріплено радіатори(1 на рис. 18) які вифрезеровані з алюмінієвої плити або виливки. Необхідна площа радіаторів залежить від умов експлуатації підсилювача, але вона повинна бути менше 2000см 2 . Для полегшення доступу до плат підсилювача закріплені радіатори на шасі за допомогою петель (10 на рис. 18), що дозволяє радіатори відкидати. Для того, щоб цьому не заважали дроти вхідних та вихідних роз'ємів, задня панель розбита на три частини (рис. 4). Середня частина закріплена за допомогою кронштейна на шасі, а дві бічні частини закріплені на радіаторах. Рознімання встановлені на бічних частинах панелі, які відкидаються разом з радіаторами. Таким чином, радіатор у зборі є монофонічним РОЗУМом, який підключається тільки проводами живлення і плоским кабелем управління. На рис. 18 радіатори для наочності відкинуто лише частково, і задня панель не розібрана.

Основні плати підсилювачазакріплені на радіаторах також за допомогою петель (12 на рис. 18), що дозволяє відкидати їх, отримуючи доступ до сторони паяння. Вісь повороту плати проходить лінією отворів для підключення проводів вихідних транзисторів. Це дозволило практично не збільшувати довжину цих дротів за одночасної можливості відкинути плату. Верхні точки кріплення плат є звичайними різьбовими стійками висотою 15мм. Розведення односторонніх основних плат лівого та правого каналу виконано дзеркально(Рис. 16), що дозволило оптимізувати з'єднання. Звичайно, дзеркальність топології не повна, тому що застосовуються елементи, які не можна просто розмістити дзеркально (мікросхеми та реле). Малюнок дає зразкове уявлення про топологію плат, топологія всіх плат доступна в архіві (див. секцію Download) у вигляді файлів у форматі PCAD 4.5.

width=710>
Малюнок не міститься на сторінці і тому стиснутий!
Щоб переглянути його повністю, натисніть .

Мал. 16. Розведення основних плат підсилювача.

На кожному радіаторі 1 (рис. 17) є гладка поверхня 2, оброблена після чорніння. На ній через керамічні прокладки 2 встановлено дев'ять транзисторів 4.

Мал. 17. Конструкція радіаторів:

Проведені дослідження показали, що слюда, а тим більше сучасні еластичні прокладки, не мають достатньої теплопровідності. Найкращим матеріалом для ізолюючих прокладок є кераміка на основі BeO. Однак для транзисторів у пластмасових корпусах такі прокладки майже не трапляються. Досить хороші результати вдалося отримати, виготовивши прокладки з підкладок гібридних мікросхем. Це кераміка рожевого кольору (на жаль, матеріал точно не відомий, швидше за все, на основі Al 2 O 3). Для порівняння теплопровідності різних прокладок було зібрано стенд, у якому на радіаторі було закріплено два однакові транзистори в корпусі TO-220: один безпосередньо, інший – через досліджувану прокладку. Струм бази в обох транзисторів був той самий. Транзистор на прокладці розсіював потужність близько 20Вт, а інший транзистор потужності не розсіював (на колектор не подавалася напруга). Вимірювалася різниця падінь Б-Е у двох транзисторів, і з цієї різниці обчислювалася різниця температур переходів. Для всіх прокладок використовувалася теплопровідна паста, без неї результати були гіршими та нестабільними. Результати порівняння представлені у таблиці:

Вихідні транзистори притиснуті накладками 5, решта транзистори кріпиться за допомогою гвинтів. Це не дуже зручно, тому що потрібно свердління керамічних прокладок, що вдається зробити тільки за допомогою алмазних свердлів, та й то з великими труднощами.

Поруч із транзисторами встановлений термометр 9. Як показав досвід, при кріпленні термометрів DS1820 на їх корпус не можна чинити великого тиску, інакше показання спотворюються, причому дуже значно (краще взагалі термометри приклеїти за допомогою клею, що має високу теплопровідність).

Під транзисторами на радіаторі закріплено плату 6. На звороті цієї плати провідники відсутні, тому її можна кріпити прямо на поверхню радіатора. Висновки всіх транзисторів припаюють до майданчиків на верхній стороні плати. З'єднання плати з основною платою виконані короткими проводами, які впаяні в пустотілі заклепки 7. Для того щоб заклепки не замикали на радіатор, в ньому зроблено поглиблення 8.

Основні тороїдальні трансформатори(7 на рис. 18) через еластичні прокладки встановлені один на одному. Для зменшення наведень з боку трансформаторів на іншу апаратуру (касетну деку, наприклад), рекомендується трансформатори помістити в екран відпаленої сталі товщиною не менше 1.5мм. Екран є сталевим циліндром і дві кришки, стягнуті шпилькою. Щоб уникнути появи короткозамкнутого витка, верхня кришка має діелектричну втулку. Однак, якщо передбачається експлуатувати РОЗУМ на великій середній потужності, слід передбачити в екрані вентиляційні отвори або зовсім відмовитися від екрану. Здавалося б, для взаємної компенсації полів розсіювання трансформаторів досить легко включити їх первинні обмотки протифазно. Але на практиці цей захід дуже неефективний. Поле розсіювання тороїдального трансформатора, при його осьової симетрії, що здається, має дуже складний просторовий розподіл. Тому переполюсування однієї з первинних обмоток призводить до ослаблення поля розсіювання в одній точці простору, але посилення в іншій. Крім того, конфігурація поля розсіювання істотно залежить від навантаження трансформатора.

Мал. 18. Основні вузли підсилювача:

До трансформатора живлення РОЗУМ пред'являються дуже жорсткі вимоги. Це з тим, що він навантажений на випрямляч з конденсаторами фільтра дуже великий ємності. Це призводить до того, що споживаний від вторинної обмотки трансформатора струм носить імпульсний характер, причому значення струму в імпульсі у багато разів перевищує середній споживаний струм. Щоб втрати у трансформаторі залишалися низькими, обмотки повинні мати дуже мале активне опір. Іншими словами, трансформатор має бути розрахований на значно більшу потужність, ніж у середньому від нього споживається. У описуваному підсилювачі застосовані два тороїдальні трансформатори, кожен з яких намотаний на сердечнику 110x60x40 мм зі сталевої стрічки Е-380. Первинні обмотки містять 2x440

УМЗЧ ВР із мікроконтролерною системою управління
Переглядів сьогодні: 32133, всього: 32133

Віктор Жуковський, м. Красноармійськ Донецької обл.

УМЗЧ ВВ-2010 - нова розробка з широко відомої лінійки підсилювачів УМЗЧ BB (високої вірності) [1; 2; 5]. На низку використаних технічних рішень вплинули роботи Агєєва СІ. .

Підсилювач забезпечує Kr близько 0,001% на частоті 20 кГц при Рвых = 150 Вт на навантаженні 8 Ом, смуга частот малого сигналу за рівнем -3 дБ - 0 Гц … 800 кГц, швидкість наростання вихідної напруги -100 В/мкс, відношення сигнал/шум і сигнал/фон -120 дБ.

Завдяки застосуванню ОУ, що працює в полегшеному режимі, а також використанню підсилювача напруги тільки каскадів з OK і ПРО, охоплених глибокими місцевими ООС, УМЗЧ BB відрізняється високою лінійністю ще до охоплення загальної ООС. У самому першому підсилювачі високої вірності ще в 1985 році були застосовані рішення, що до тих пір використовувалися тільки у вимірювальній техніці: режими постійного струму підтримує окремий сервісний вузол, для зниження рівня інтерфейсних спотворень охоплено загальним зворотним негативним зв'язком перехідний опір контактної групи реле комутації АС а спеціальний вузол ефективно компенсує вплив цих спотворення опору кабелів АС. Традиція збереглася і в УМЗЧ ВВ-2010, натомість загальна ООС охоплює і опір вихідного ФНЧ.

В абсолютній більшості конструкцій інших УМЗЧ, як професійних, так і аматорських, багато цих рішень відсутні досі. Водночас високі технічні характеристики та аудіофільські переваги УМЗЧ BB досягнуті простими схемотехнічними рішеннями та мінімумом активних елементів. По суті, це порівняно нескладний підсилювач: один канал не кваплячись можна зібрати за пару днів, а налаштування полягає лише в установці необхідного струму спокою вихідних транзисторів. Спеціально для радіоаматорів-початківців розроблено методику повузлової, покаскадної перевірки працездатності та налагодження, користуючись якою можна гарантовано локалізувати місця можливих помилок і запобігти їх можливим наслідкам ще до повного складання УМЗЧ. На всі можливі питання щодо цього чи подібних підсилювачів є докладні пояснення як на паперових носіях, так і в Інтернеті.

На вході підсилювача передбачений ФВЧ R1C1 із частотою зрізу 1,6 Гц, рис.1. Але ефективність роботи пристрою стабілізації режимів дозволяє підсилювачу працювати з вхідним сигналом, що містить до 400 мВ напруги постійної складової. Тому С1 виключений, що реалізує споконвічну аудіофільську мрію про тракт без конденсаторів і помітно покращує звучання підсилювача.

Ємність конденсатора С2 вхідного ФНЧ R2C2 обрана так, щоб частота зрізу вхідного ФНЧ з урахуванням вихідного опору підсилювача 500 Ом -1 ком знаходилася в межах від 120 до 200 кГц. На вхід ОУ DA1 винесено ланцюг частотної корекції R3R5C3, що обмежує смугу гармонік, що відпрацьовуються, і перешкод, що надходять по ланцюгу ООС з боку виходу УМЗЧ, смугою 215 кГц за рівнем -3 дБ і підвищує стійкість підсилювача. Цей ланцюг дозволяє зменшити різницевий сигнал вище за частоту зрізу ланцюга і тим самим виключити марне перевантаження підсилювача напруги сигналами високочастотних наведень, перешкод і гармонік, усуваючи можливість виникнення динамічних інтермодуляційних спотворень (TIM; DIM).

Далі сигнал надходить на вхід малошумного операційного підсилювача з польовими транзисторами на вході DA1. Багато «претензій» до УМЗЧ BB пред'являються опонентами з приводу застосування на вході ОУ, що нібито погіршує якість звучання і звуку, що «краде віртуальну глибину». У зв'язку з цим необхідно звернути увагу на деякі цілком очевидні особливості роботи ОУ в УМЗЧ ВР.

Операційні підсилювачі попередніх підсилювачів, післяЦАПові ОУ змушені розвивати кілька вольт вихідної напруги. Оскільки коефіцієнт посилення ОУ невеликий і становить від 500 до 2.000 разів на 20 кГц, це вказує на їхню роботу з відносно великою напругою різницевого сигналу - від кількох сотень мікровольт на НЧ до кількох мілівольт на 20 кГц і високу ймовірність внесення вхідним каскадом ОУ інтермодуляційних. Вихідна напруга цих ОУ дорівнює вихідному напрузі останнього каскаду посилення напруги, виконаного зазвичай за схемою з ОЕ. Вихідна напруга в кілька вольт говорить про роботу цього каскаду з досить великими вхідними і вихідними напругами, і як наслідок — внесення ним спотворень у сигнал, що посилюється. ОУ навантажений на опір паралельно включених ланцюга ООС і навантаження, що становить іноді кілька кілоом, що вимагає від вихідного підсилювача повторювача вихідного струму до декількох міліампер. Тому зміни струму вихідного повторювача ІМС, вихідні каскади якої споживають струм не більше 2 мА, досить значні, що також вказує на внесення ними спотворень посилюється сигнал. Бачимо, що вхідний каскад, каскад посилення напруги та вихідний каскад ОУ можуть вносити спотворення.

А ось схемотехніка підсилювача високої вірності завдяки високому посиленню та вхідному опору транзисторної частини підсилювача напруги забезпечує дуже щадні умови роботи ОУ DA1. Судіть самі. Навіть у розвинутому номінальну вихідну напругу 50 В УМЗЧ вхідний диференціальний каскад ОУ працює з різницевими сигналами напругою від 12 мкВ на частотах 500 Гц до 500 мкВ на частоті 20 кГц. Співвідношення високої вхідної перевантажувальної здатності дифкаскаду, виконаного на польових транзисторах, та мізерної напруги різницевого сигналу забезпечує високу лінійність посилення сигналу. Вихідна напруга ОУ вбирається у 300 мВ. що говорить про малу вхідну напругу каскаду посилення напруги із загальним емітером зі складу операційного підсилювача — до 60 мкВ — і лінійний режим його роботи. Вихідний каскад ОУ віддає навантаження близько 100 кОм із боку бази VT2 змінний струм трохи більше 3 мкА. Отже, вихідний каскад ОУ теж працює у гранично полегшеному режимі, практично на холостому ході. На реальному музичному сигналі напруги і струми більшу частину часу значно менше наведених значень.

З порівняння напруг різницевого та вихідного сигналів, а також струму навантаження видно, що в цілому операційний підсилювач в УМЗЧ BB працює в сотні разів легшому, а, отже, і лінійному режимі, ніж режим ОУ підсилювачів та післяЦАПових ОУ CD-програвачів, що служать джерелами сигналу для УМЗЧ з будь-якою глибиною ООС, а також зовсім без неї. Отже, той самий ОУ вноситиме у складі УМЗЧ BB набагато менші спотворення, ніж у одиночному включенні.

Зрідка зустрічається думка, що спотворення, що вносяться каскадом, неоднозначно залежать від напруги вхідного сигналу. Це помилка. Залежність прояви нелінійності каскаду від напруги вхідного сигналу може підпорядковуватися тому чи іншому закону, але завжди однозначна: збільшення цієї напруги будь-коли призводить до зменшення внесених спотворень, лише збільшення.

Відомо, що рівень продуктів спотворень, що припадає на цю частоту, знижується пропорційно до глибини негативного зворотного зв'язку для цієї частоти. Коефіцієнт посилення холостого ходу, до охоплення підсилювача ООС, на низьких частотах через небагато вхідного сигналу виміряти неможливо. Згідно з розрахунками, посилення холостого ходу, що розвивається до охоплення ООС, дозволяє досягти глибини ООС 104 дБ на частотах до 500 Гц. Вимірювання частот, починаючи з 10 кГц, показують, що глибина ООС на частоті 10 кГц досягає 80 дБ, на частоті 20 кГц - 72 дБ, на частоті 50 кГц - 62 дБ і 40 дБ - на частоті 200 кГц. На рис.2 показані амплітудно-частотні характеристики УМЗЧ ВВ-2010 та, для порівняння, подібного за складністю УМЗЧ Леоніда Зуєва.

Високе посилення до охоплення ООС – основна особливість схемотехніки підсилювачів ВР. Оскільки метою всіх схемотехнічних хитрощів є досягнення високої лінійності та великого посилення для ведення глибокої ООС у максимально широкій смузі частот, це означає, що подібними структурами вичерпуються схемотехнічні методи вдосконалення параметрів підсилювачів. Подальше зниження спотворень може бути забезпечене лише конструктивними заходами, спрямованими на зменшення наведень гармонік вихідного каскаду на вхідні ланцюги, особливо - на ланцюг входу, що інвертує, посилення від якої максимально.

Ще одна особливість схемотехніки УМЗЧ BB полягає у струмовому керуванні вихідним каскадом підсилювача напруги. Вхідний ОУ управляє каскадом перетворення напруга-струм, виконаним з OK і ПРО, а отриманий струм віднімається від струму спокою каскаду, виконаного за схемою з ПРО.

Застосування лінеаризуючого резистора R17 опором 1 кОм в диференціальному каскаді VT1, VT2 на транзисторах різної структури з послідовним живленням підвищує лінійність перетворення вихідної напруги ОУ DA1 струм колектора V02 створенням місцевої ООС глибиною. Це можна бачити з порівняння суми власних опорів емітерів VT1, VT2 – приблизно по 5 Ом – з опором R17, або суми теплових напруг VT1, VT2 – близько 50 мВ – з падінням напруги на опорі R17, що становить 5,2 – 5,6 В .

У побудованих по схемотехніці підсилювачів спостерігається різкий, 40 дБ на декаду частоти, спад посилення понад частоти 13 ... 16 кГц. Сигнал помилки, що є продуктами спотворень, на частотах вище 20 кГц на два-три порядки менше корисного звукового сигналу. Це дає можливість конвертувати надлишкову цих частотах лінійність дифкаскаду VT1, VT2 на підвищення коефіцієнта посилення транзисторної частини УН. Зважаючи на незначні зміни струму дифкаскаду VT1, VT2 при посиленні слабких сигналів, його лінійність зі зменшенням глибини місцевої ООС істотно не погіршується, а ось робота ОУ DA1, від режиму роботи якого на цих частотах залежить лінійність всього підсилювача, запас посилення полегшить, оскільки всі напруги, визначальні внесені операційним підсилювачем спотворення, починаючи від різницевого сигналу до вихідного, зменшуються пропорційно виграшу посилення на цій частоті.

Ланцюги корекції на випередження по фазі R18C13 і R19C16 оптимізувалися в симуляторі з метою зменшити напругу різної напруги ОУ до частот в кілька мегагерц. Вдалося підвищити посилення УМЗЧ ВВ-2010 порівняно з УМЗЧ ВВ-2008 на частотах близько кількох сотень кілогерц. Виграш у посиленні становив 4 дБ на частоті 200 кГц, 6 -на 300 кГц, 8,6 - на 500 кГц, 10,5 дБ - на 800 кГц, 11 дБ - на 1 МГц і від 10 до 12 дБ - на частотах 2 МГц. Це видно з результатів симуляції, рис.3, де нижня крива відноситься до АЧХ ланцюга корекції на випередження УМЗЧ ВВ-2008, а верхня -УМЗЧ ВВ-2010.

VD7 захищає емітерний перехід VT1 від зворотної напруги, що виникає внаслідок протікання струмів перезарядки С13, С16 в режимі обмеження вихідного сигналу УМЗЧ по напрузі і граничних напругах, що виникають при цьому, з високою швидкістю зміни на виході ОУ DA1.

Вихідний каскад підсилювача напруги виконаний на транзисторі VT3, включеному за схемою із загальною базою, що унеможливлює проникнення сигналу з вихідних ланцюгів каскаду у вхідні та підвищує його стійкість. Каскад з ПРО, навантажений на генератор струму на транзисторі VT5 та вхідний опір вихідного каскаду, розвиває високе стійке посилення – до 13.000…15.000 разів. Вибір опору резистора R24 вдвічі меншим за опір резистора R26 гарантує рівність струмів спокою VT1, VT2 і VT3, VT5. R24, R26 забезпечують місцеві ООС, що зменшують дію ефекту Ерлі – зміна п21е залежно від колекторної напруги та підвищують вихідну лінійність підсилювача на 40 дБ та 46 дБ відповідно. Живлення УН окремою напругою, за модулем на 15 В вище напруги вихідних каскадів, дозволяє усунути ефект квазінасичення транзисторів VT3, VT5, що проявляється в зменшенні п21е при зниженні напруги колектор-база нижче 7 В.

Трикаскадний вихідний повторювач зібраний на біполярних транзисторах та особливих коментарів не вимагає. Не намагайтеся боротися з ентропією ©, заощаджуючи на струмі спокою вихідні транзистори. Він повинен бути менше 250 мА; в авторському варіанті - 320 мА.

До спрацювання реле включення AC К1 підсилювач охоплений ООС1, реалізованої включенням дільника R6R4. Точність дотримання опору R6 і узгодженість цих опорів у різних каналах не істотна, але для збереження стійкості підсилювача важливо, щоб опір R6 не був набагато нижчим від суми опорів R8 і R70. Спрацьовуванням реле К1 ООС1 відключається і в роботу вступає ланцюг ООС2, утворена R8R70C44 і R4, і що охоплює контактну групу К1.1, де R70C44 виключає вихідний ФНЧ R71L1 R72C47 ланцюга ТОВС на частотах вище 33 кГц. Частотнозависимая ООС R7C10 формує спад АЧХ УМЗЧ до вихідного ФНЧ на частоті 800 кГц за рівнем -3 дБ і забезпечує запас глибиною ООС вище цієї частоти. Спад АЧХ на клемах AC вище за частоту 280 кГц за рівнем -3 дБ забезпечений спільною дією R7C10 і вихідного ФНЧ R71L1 -R72C47.

Резонансні властивості гучномовців призводять до випромінювання дифузором загасаючих звукових коливань, призвуків після імпульсного впливу та генерації власної напруги при перетині витками котушки гучномовця ліній магнітного поля в зазорі магнітної системи. Коефіцієнт демпфування показує, наскільки велика амплітуда коливань дифузора і як швидко вони згасають при навантаженні AC як генератора на повний опір з боку УМЗЧ. Цей коефіцієнт дорівнює відношенню опору AC сумі вихідного опору УМЗЧ, перехідного опору контактної групи реле комутації АС, опору намотаної зазвичай проводом недостатнього діаметра котушки індуктивності вихідного ФНЧ, перехідного опору затискачів кабелів AC і опору власне кабелів АС.

Крім того, повний опір акустичних систем є нелінійним. Перебіг спотворених струмів по проводах кабелів AC створює падіння напруги з великою часткою нелінійних спотворень, що також віднімається з неспотвореної вихідної напруги підсилювача. Тому сигнал на затискачі AC спотворений набагато більше, ніж на виході УМЗЧ. Це звані інтерфейсні спотворення.

Для зменшення цих спотворень застосовано компенсацію всіх складових повного вихідного опору підсилювача. Власний вихідний опір УМЗЧ разом з перехідним опором контактів реле і опором проводу котушки індуктивності вихідного ФНЧ зменшено дією загальної глибокої ООС, взятої з правого виведення L1. Крім того, підключенням правого виведення R70 до гарячої клеми AC можна легко організувати компенсацію перехідного опору затиску кабелю AC і опору одного з проводів АС, не побоюючись генерації УМЗЧ через фазові зсуви в охоплених ООС проводах.

Вузол компенсації опору проводів AC виконаний у вигляді підсилювача, що інвертує, з Ky = -2 на ОУ DA2, R10, С4, R11 і R9. Вхідною напругою для цього підсилювача є падіння напруги на «холодному» («земляному») дроті АС. Оскільки його опір дорівнює опору гарячого проводу кабелю АС, для компенсації опору обох проводів достатньо подвоїти напругу на холодному проводі, інвертувати його і через резистор R9 з опором, рівним сумі опорів R8 і R70 ланцюга ООС, подати на вхід, що інвертує ОУ . Тоді вихідна напруга УМЗЧ збільшиться на суму падінь напруги на проводах АС, що рівносильно усуненню впливу їх опору на коефіцієнт демпфування та рівень інтерфейсних спотворень на затискачах АС. Компенсація падіння на опорі проводів AC нелінійної складової протиЕРС гучномовців особливо потрібна на нижніх частотах звукового діапазону. Напруга сигналу на ВЧ-гучномовці обмежується підключеними послідовно з ним резистором і конденсатором. Їх комплексне опір набагато більше опору проводів кабелю АС, тому компенсація цього опору на ВЧ позбавлена ​​сенсу. Тому інтегруючий ланцюг R11C4 обмежує смугу робочих частот компенсатора значенням 22 кГц.

Особливо слід зауважити: опір гарячого проводу кабелю AC може компенсуватися шляхом охоплення його загальної ООС підключенням правого виведення R70 спеціальним проводом до гарячої клеми АС. У цьому випадку знадобиться компенсація опору «холодного» дроту AC і коефіцієнт посилення компенсатора опору проводів необхідно зменшити до значення Ку=-1 вибором опору резистора R10 рівним опору резистора R11.

Вузол струмового захисту запобігає пошкодженню вихідних транзисторів при коротких замикання навантаження. Датчиком струму служать резистори R53 - R56 і R57 - R60, чого цілком достатньо. Протікання через ці резистори вихідного струму підсилювача створює падіння напруги, що прикладається до дільника R41R42. Напруга зі значенням більше порогового відкриває транзистор VT10, яке колекторний струм відкриває VT8 тригерного осередку VT8VT9. Цей осередок перетворюється на стійкий стан з відкритими транзисторами і шунтує ланцюг HL1VD8, зменшуючи струм через стабілітрон до нуля і замикаючи VT3. Розрядка С21 невеликим струмом бази VT3 може зайняти кілька мілісекунд. Після спрацьовування тригерного осередку напруга на нижній обкладці С23, зарядженого напругою на світлодіоді HL1 до 1,6 В, підвищується з рівня -7,2 від позитивної шини живлення УН до рівня -1,2 B 1 напруга на верхній обкладці цього конденсатора також підвищується на 5 Ст. С21 швидко розряджається через резистор R30 на С23, транзистор VT3 замикається. Тим часом відкривається VT6 через R33, R36 відкриває VT7. VT7 шунтує стабілітрон VD9, розряджає через R31 конденсатор С22 і замикає транзистор VT5. Не отримуючи напруги усунення, транзистори вихідного каскаду також замикаються.

Відновлення вихідного стану тригера та включення УМЗЧ здійснюється натисканням на кнопку SA1 «Скинути захист». С27 заряджається струмом колектора VT9 і шунтує ланцюг бази VT8, замикаючи тригерну комірку. Якщо до цього моменту аварійна ситуація усунена і VT10 замкнений, осередок переходить у стан із стійко закритими транзисторами. Закриваються VT6, VT7, на бази VT3, VT5 подається опорна напруга та підсилювач входить у робочий режим. Якщо коротке замикання у навантаженні УМЗЧ продовжується, захист спрацьовує знову, навіть якщо конденсатор С27 підключений SA1. Захист працює настільки ефективно, що під час робіт з налаштування корекції підсилювач кілька разів знеструмлювався для дрібних перепайок ... дотиком до входу, що не інвертує. Виникаюче самозбудження призводило до збільшення струму вихідних транзисторів, а захист відключав підсилювач. Хоча не можна пропонувати цей грубий метод як правило, але завдяки струмовому захисту він не завдав шкоди вихідним транзисторам.

Робота компенсатора опору кабелів АС.

Ефективність роботи компенсатора УМЗЧ ВВ-2008 перевірялася старим аудіофільським методом, на слух, комутацією входу компенсатора між дротом, що компенсує, і загальним проводом підсилювача. Поліпшення звуку було явно помітним, та й майбутньому господареві не терпілося отримати підсилювач, тому вимірювань впливу компенсатора не проводилося. Переваги схеми з «кабелечисткою» були настільки очевидними, що конфігурація «компенсатор+інтегратор» була прийнята як стандартний вузол для встановлення у всіх підсилювачах, що розробляються.

Дивно, скільки зайвих суперечок навколо корисності/непотрібності компенсації опору кабелів розгорілося в Інтернеті. Як водиться, особливо наполягали на прослуховуванні нелінійного сигналу ті, кому гранично проста схема кабелечистки здавалася складною і незрозумілою, витрати на неї непомірними, а установка трудомісткою ©. Висловлювалися навіть пропозиції, що, коли вже витрачається стільки коштів на сам підсилювач, то гріх економити на святому, а треба піти найкращим, гламурним шляхом, яким ходить все цивілізоване людство і … придбати нормальні, людські наддорогі кабелі з дорогоцінних металів. На мій великий подив, масла у вогонь підлили заяви вельми шанованих фахівців про непотрібність вузла компенсації в домашніх умовах, у тому числі тих фахівців, які у своїх підсилювачах цей вузол успішно застосовують. Дуже прикро, що багато колег-радіоаматорів з недовірою поставилися до повідомлень про підвищення якості звучання на НЧ та СЧ з включенням компенсатора, щосили уникали цього простого шляху поліпшення роботи УМЗЧ, чим обікрали самі себе.

Для документалізації істини було здійснено невелике дослідження. Від генератора ГЗ-118 на УМЗЧ ВВ-2010 було подано ряд частот у районі резонансної частоти АС, напруга контролювалася осцилографом С1-117, а Kr на клемах AC вимірювався ІНІ С6-8, рис.4. Резистор R1 встановлений, щоб уникнути наведень на вхід компенсатора під час перемикання його між контрольним та загальним проводом. В експерименті використовувалися поширені та загальнодоступні кабелі AC довжиною 3 м та перетином жили 6 кв. мм, а також акустична система GIGA FS Il з діапазоном частот 25 -22.000 Гц, номінальним опором 8 Ом та номінальною потужністю 90 Вт фірми Acoustic Kingdom.

На жаль, схемотехніка підсилювачів сигналу гармонік із складу С6-8 передбачає застосування оксидних конденсаторів високої ємності у ланцюгах ООС. Це призводить до впливу низькочастотних шумів цих конденсаторів на роздільну здатність приладу на низьких частотах, внаслідок чого його роздільна здатність на НЧ погіршується. При вимірюванні Kr сигналу частотою 25 Гц від ГЗ-118 безпосередньо С6-8 показання приладу танцюють навколо значення 0,02%. Обійти це обмеження за допомогою режекторного фільтра генератора ГЗ-118 у випадку з вимірюванням ефективності компенсатора неможливо, т.к. ряд дискретних значень частот налаштування 2Т-філь-тра обмежений на НЧ значеннями 20,60, 120, 200 Гц і не дозволяє вимірювати Kr на частотах, що нас цікавлять. Тому, скріпивши серце, рівень 0,02% був прийнятий як нульовий, еталонний.

На частоті 20 Гц при напрузі на клемах AC 3 В ампл., Що відповідає вихідний потужності 0,56 Вт на навантаженні 8 Ом, Kr склав 0,02% з включеним компенсатором і 0,06% після його відключення. При напрузі 10 В ампл, що відповідає вихідній потужності 6,25 Вт, значення Kr 0,02% і 0,08% відповідно, при напрузі 20 В ампл і потужності 25 Вт - 0,016% і 0,11%, а при напрузі 30 В ампл і потужності 56 Вт - 0,02% і 0,13%.

Знаючи полегшене ставлення виробників імпортної апаратури до значень написів, що стосуються потужності, а також пам'ятаючи чудове, після прийняття західних стандартів перетворення акустичної системи 35АС-1 з потужністю низькочастотного гучномовця 30 Вт в S-90, довготривала потужність більше 56 Вт на AC.

На частоті 25 Гц при потужності 25 Вт Kr становив 0,02% і 0,12% з увімкненим/вимкненим вузлом компенсації, а при потужності 56 Вт - 0,02% і 0,15%.

Заодно було перевірено необхідність та ефективність охоплення вихідного ФНЧ загальної ООС. На частоті 25 Гц при потужності 56 Вт і послідовно включеному в один з проводів кабелю AC вихідного RL-RC ФНЧ, подібного встановленому в надлінійному УМЗЧ , Kr з вимкненим компенсатором досягає 0,18%. На частоті 30 Гц при потужності 56 Вт Kr 0,02% і 0,06% з увімкненим/вимкненим вузлом компенсації. На частоті 35 Гц при потужності 56 Вт Kr 0,02% і 0,04% з увімкненим/вимкненим вузлом компенсації. На частотах 40 і 90 Гц при потужності 56 Вт Kr 0,02% і 0,04% з включеним/вимкненим вузлом компенсації, а на частоті 60 Гц -0,02% та 0,06%.

Висновки очевидні. Спостерігається наявність нелінійних спотворень сигналу на клемах АС. Виразно фіксується погіршення лінійності сигналу на клемах AC з включенням її через некомпенсований, не охоплений ООС опір ФНЧ, що містить 70 см порівняно тонкого дроту. Залежність рівня спотворень від потужності, що підводиться до AC, дозволяє припустити, що він залежить від співвідношення потужності сигналу і номінальної потужності НЧ-гучномовців АС. Спотворення найбільш яскраво виражені на частотах поблизу резонансної. Генерована динаміками у відповідь на вплив звукового сигналу протиЕРС шунтується сумою вихідного опору УМЗЧ та опору проводів кабелю АС, тому рівень спотворень на клемах AC прямо залежить від опору цих проводів та вихідного опору підсилювача.

Дифузор погано демпфованого низькочастотного гучномовця сам по собі випромінює призвуки, і, крім того, цей гучномовець генерує широкий хвіст продуктів нелінійних та інтермодуляційних спотворень, які відтворює середньочастотний гучномовець. Цим пояснюється погіршення звучання на середніх частотах.

Незважаючи на прийняте внаслідок неідеальності ІНІ допущення нульового рівня Kr 0,02%, вплив компенсатора опору кабелів на спотворення сигала на клемах AC відзначається виразно і однозначно. Можна констатувати повну відповідність висновків, зроблених після прослуховування роботи вузла компенсації на музичному сигналі та результатів інструментальних вимірювань.

Поліпшення, явно чутне при включенні кабелечистки, може бути пояснено тим, що зі зникненням спотворень на клемах AC середньочастотний гучномовець припиняє відтворювати весь цей бруд. Мабуть, тому, рахунок зменшення чи виключення відтворення спотворень середньочастотним гучномовцем двухкабельная схема включення АС, т.зв. «бівайринг», коли НЧ та СЧ-ВЧ ланки підключаються різними кабелями, має перевагу у звуку порівняно з однокабельною схемою. Втім, оскільки у двокабельній схемі спотворений сигнал на клемах НЧ-секції AC нікуди не зникає, ця схема програє варіанту з компесатором за коефіцієнтом демпування вільних коливань дифузора низькочастотного гучномовця.

Фізику не обдуриш, і для пристойного звучання недостатньо отримати блискучі показники на виході підсилювача при активному навантаженні, але необхідно не втратити лінійність після доставки сигналу на клеми АС. У складі хорошого підсилювача необхідний компенсатор, виконаний за тією чи іншою схемою.

Інтегратор.

Також було перевірено ефективність та можливості зменшення похибки інтегратора на DA3. В УМЗЧ BB з ОУ TL071 вихідна постійна напруга знаходиться в межах 6 ... 9 мВ і зменшити цю напругу включенням додаткового резистора в ланцюг входу, що не інвертує, не вдалося.

Дія низькочастотних шумів, характерних для ОУ з ПТ-входом, внаслідок охоплення глибокої ООС через частотно-висимий ланцюг R16R13C5C6 проявляється у вигляді нестабільності вихідної напруги величиною в кілька мілівольт, або -60 дБ щодо вихідної напруги при номінальній вихідній потужності, на частотах нижче 1 , що не відтворюються АС.

В інтернеті згадувалося про низький опір захисних діодів VD1…VD4, що нібито вносить похибку в роботу інтегратора через утворення дільника (R16+R13)/R VD2|VD4 . . Для перевірки зворотного опору захисних діодів було зібрано схему рис. 6. Тут ОУ DA1, включений за схемою інвертуючого підсилювача, охоплений ООС через R2, його вихідна напруга пропорційно струму в ланцюгу діода VD2, що перевіряється, і захисного резистора R2 з коефіцієнтом 1 мВ/нА, а опору ланцюга R2VD2 - з коефіцієнтом 1 м1. Щоб виключити вплив адитивних похибок ОУ - напруги зміщення і вхідного струму на результати вимірювання струму витоку діода, необхідно обчислити тільки різницю між власною напругою на виході ОУ, виміряним без діода, що перевіряється, і напругою на виході ОУ після його установки. Практично різниця вихідних напруг ОУ в кілька мілівольт дає значення зворотного опору діода порядку десяти - п'ятнадцяти гігаом при зворотній напрузі 15 В. Очевидно, що струм витоку не стане більше зі зменшенням напруги на діоді до рівня кількох мілівольт, характерного для напруги різної ОУ інтегратора і компенсатора .

А ось фотоефект, властивий діодам, поміщеним у скляний корпус, справді призводить до значної зміни вихідної напруги УМЗЧ. При освітленні їх лампою розжарювання 60 Вт з відстані 20 см постійна напруга на виході УМЗЧ зростала до 20 ... 30 мВ. Хоча навряд чи всередині корпусу підсилювача може спостерігатися подібний рівень освітленості, крапля фарби, нанесена на ці діоди, усунула залежність режимів УМЗЧ від освітленості. Згідно з результатами симуляції, спад АЧХ УМЗЧ не спостерігається навіть на частоті 1 мілігерц. Але зменшувати постійну часу R16R13C5C6 годі було. Фази змінної напруги на виходах інтегратора та компенсатора протилежні, і зі зменшенням ємності конденсаторів або опору резисторів інтегратора збільшення його вихідної напруги може погіршити компенсацію опору кабелів АС.

Порівняння звучання підсилювачів. Звучання зібраного підсилювача порівнювалося зі звучанням кількох зарубіжних підсилювачів промислового виробництва. Джерелом служив CD-програвач фірми «Кембридж Аудіо», для розгойдування та регулювання рівня звуку кінцевих УМЗЧ застосовувався попередній підсилювач «Радіотехніка УП-001», у «Sugden А21а» та NAD С352 використовувалися штатні органи регулювання.

Першим перевірили легендарний, епатажний та біса дорогий англійський УМЗЧ «Sugden А21а», що працює в класі А з вихідною потужністю 25 Вт. Що примітно, у супровідній документації на всі англійці вважали за благо рівень нелінійних спотворень не вказувати. Мовляв, не в спотвореннях справа, а в духовності. «Sugden А21а>» програв УМЗЧ ВВ-2010 за порівнянною потужністю як за рівнем, так і за чіткістю, впевненістю, шляхетністю звучання на низьких частотах. Це й не дивно, враховуючи особливості його схемотехніки: лише двокаскадний квазісиметричний вихідний повторювач на транзисторах однієї структури, зібраний за схемотехнікою 70-х років минулого століття з відносно високим вихідним опором і включеним на виході електролітичним конденсатором, який ще більше збільшує повний вихідний опір. рішення саме собою погіршує звучання будь-яких підсилювачів на низьких і середніх частотах. На середніх і високих частотах УМЗЧ BB показав більш високу деталізацію, прозорість та відмінне опрацювання сцени, коли співаки, інструменти могли бути чітко локалізовані за звуком. До речі, про кореляцію об'єктивних даних вимірювань і суб'єктивних вражень від звучання: в одній з журнальних статей конкурентів Sugden-a його Kr визначався на рівні 0,03% на частоті 10 кГц.

Наступним був також англійський підсилювач NAD С352. Загальне враження було тим самим: яскраво виражений «відерний» звук англійця на НЧ не залишив йому жодних шансів, тоді як робота УМЗЧ BB була визнана бездоганною. На відміну від NADa, звучання якого асоціювалося із густим чагарником, шерстю, ватою, звучання ВВ-2010 на середніх та високих частотах дозволяло чітко розрізняти голоси виконавців у загальному хорі та інструментів в оркестрі. У роботі NAD С352 явно виражався ефект кращої чутності голосистішого виконавця, гучнішого інструменту. Як висловився сам господар підсилювача, у звуку УМЗЧ BB вокалісти не «закри-кивали» один одного, а скрипка не боролася в силі звуку з гітарою або трубою, але всі інструменти мирно і гармонійно «дружили» у загальному звуковому образі мелодії. На високих частотах УМЗЧ ВВ-2010, за словами аудіофілів, що образно мислять, звучить так, «ніби малює звук тонким-тонким пензликом». Ці ефекти можна віднести до різниці в інтермодуляційних спотвореннях підсилювачів.

Звучання УМЗЧ Rotel RB 981 було подібно до звучання NAD С352, за винятком кращої роботи на низьких частотах, все ж УМЗЧ ВВ-2010 в чіткості управління AC на низьких частотах, а також прозорості, делікатності звучання на середніх і високих частотах залишався.

Найцікавішим у плані розуміння способу мислення аудіофілів була загальна думка, що, незважаючи на перевагу над цими трьома УМЗЧ, вони привносять у звук «теплоту», чим роблять його приємнішим, а УМЗЧ BB працює рівно, «до звуку ставиться нейтрально».

Японський Dual CV1460 програв у звуку відразу після включення найочевиднішим для всіх чином, і витрачати час на його докладне прослуховування не стали. Його Kr був у межах 0,04…0,07% на малій потужності.

Основні враження від порівняння підсилювачів в основних рисах були повністю ідентичними: УМЗЧ BB випереджав їх у звуку беззастережно та однозначно. Тому подальші випробування було визнано зайвими. У результаті перемогла дружба, кожен отримав бажане: для теплого, задушевного звучання - Sugden, NAD і Rotel, а щоб почути записане на диск режисером - УМЗЧ ВВ-2010.

Особисто мені УМЗЧ високої вірності подобається легким, чистим, бездоганним, благородним звучанням, він граючи відтворює пасажі будь-якої складності. Як висловився мій знайомий, аудіофіл з великим стажем, звуки ударних установок на низьких частотах він відпрацьовує без варіантів, як прес, на середніх він звучить так, ніби його немає, а на високих він ніби малює звук тоненьким пензликом. Для мене ненапружуючий звук УМЗЧ BB асоціюється з легкістю роботи каскадів.

Література

1. Сухов І. УМЗЧ високої вірності. «Радіо», 1989 № 6, стор 55-57; №7, стор 57-61.

2. Рідіко Л. УМЗЧ BB на сучасній елементній базі з мікроконтролерною системою керування. «Радіохоббі», 2001 №5, стор 52-57; №6, стор 50-54; 2002 №2, стор 53-56.

3. Агєєв З. Надлінійний УМЗЧ з глибокої ООС «Радіо», 1999, №№ 10… 12; «Радіо», 2000 № 1; 2; 4...6; 9… 11.

4. Зуєв. Л. УМЗЧ із паралельною ООС. «Радіо», 2005 №2, стор 14.

5. Жуковський В. Навіщо потрібна швидкодія УМЗЧ (або «УМЗЧ ВВ-2008»). «Радіохоббі», 2008 №1, стор 55-59; №2, стор 49-55.

УМЗЧ ВВС-2011 версія Ultimate

Технічні характеристики підсилювача:

Велика потужність: 150 Вт/8 Ом
Висока лінійність: 0,0002 - 0,0003% (при 20 кГц 100 Вт / 4 Ом)

Повний набір сервісних вузлів:

Підтримання нульової постійної напруги
Компенсатора опору проводів АС
Струмовий захист
Захист від постійної напруги на виході
Плавний старт

Електрична схема

Розведенням друкованих плат займався учасник багатьох популярних проектів LepekhinV (Володимир Лепехін). Вийшло дуже непогано).

Плата підсилювача ВПС-2011

Пуско-захисний пристрій

Плата захисту АС підсилювача ВПС-2011

Плата підсилювача УНЧ ВВС-2011 була розроблена під тунельний продув (паралельно радіатору). Монтаж транзисторів УН (підсилювача напруги) та ВК (вихідного каскаду) дещо утруднений, т.к. монтаж/демонтаж доводиться проводити викруткою через отвори в ПП діаметром близько 6 мм. Коли доступ відкритий, проекція транзисторів не підпадає під ПП, значно зручніше. Довелося плату трохи доопрацювати.

Плата підсилювача

Монтажна схема підсилювача ВПС-2011

У нових ПП не врахував один момент - це зручність налаштування захисту на платі підсилювача

С25 = 0,1 нФ, R42 * = 820 Ом та R41 = 1 кОм. Всі елементи смд і знаходяться з боку паяння, що вельми не зручно при налаштуванні, т.к. треба буде кілька разів відкручувати та прикручувати болтики кріплення ПП на стійках та транзисторів до радіаторів.

Пропозиція: R42* 820 Ом складається з двох резисторів смд розташованих паралельно, від сюди пропозиція: один резистор смд запаюємо відразу, інший вивідний резистор навісом паяємо до VT10 один висновок до бази, інший до емітера, підбираємо до відповідного. Підібрали, міняємо вивідний на смд, для наочності.